GaN technology 전력 단계를위한 진정한 원동력이며, 오늘날에는 지난 901 년 동안 상상할 수 없었던 성능을 제공합니다. GaN의 최대 성능과 이점은 게이트 드라이버가 트랜지스터와 동일한 수준의 성능 및 혁신과 일치 할 때만 얻을 수 있습니다. 수년간의 연구 개발 끝에 MinDCet은 MDCXNUMX 게이트 드라이버를 도입하여 GaN 게이트 구동의 함정을 극복했습니다.
개요
XNUMX 년 전 최초의 질화 갈륨 (GaN) 트랜지스터가 출시 된 이래 전력 전자 분야에서의 이점은 잘 알려져 있습니다. 실제로 GaN의 재료 속성은 주어진 온 저항, 고유 한 빠른 스위칭 과도 현상, 역 회복 부족 및 고온 작동 기능에 대해 더 낮은 기생 정전 용량을 제공합니다. 이러한 우수한 특성은 고성능 전력 변환기를위한 완벽한 조합으로 보입니다.
그러나 GaN의 성능 잠재력을 달성하려면 두 가지 중요한 측면을 고려해야합니다. 첫째, GaN의 빠른 과도 스위칭 기능이 곧바로 훨씬 더 높은 스위칭 주파수와 결과적으로 더 높은 효율로 이어질 것이라는 것이 일반적인 개념입니다. GaN이 최적의 속도로 전환되면 실제로 MOSFET technology, 주어진 주파수에 대해. GaN 스위칭 손실이 상대적으로 낮은 주된 이유는 스위칭 과도 현상 동안의 시간이 감소했기 때문입니다. 전압 전류는 스위치를 통해 동시에 존재합니다. 이 스위칭 손실로 인한 줄 손실은 주파수에 따라 선형 적으로 증가합니다. 결국 점점 더 높은 스위칭 주파수에서 GaN을 작동 할 때 결과적인 GaN 효율이 a와 같거나 잠재적으로 낮아질 수 있습니다. 이끼기반 변환기. 더 높은 스위칭 주파수에서 GaN의 효율성 이점이 줄어들지 만 GaN 기반 컨버터는 더 작은 저장 수동 장치를 사용하여 더 높은 전력 밀도를 얻을 수 있습니다.
그림 1 : 다양한 스위칭 주파수에서 48V ~ 3.3V GaN 기반 벅 컨버터에 대한 출력 전류의 함수로 측정 된 효율.
이 효과는 MinDCet MDC48 게이트 드라이버, GaN 시스템 GS3.3P 하프 브리지 및 WE-HCF 901uH / 61008A 전원을 중심으로 구축 된 1.4V ~ 31.5V 스텝 다운 벅 컨버터로 입증됩니다. 성직 수 여자낮은 컨버터 듀티 사이클은 빠른 스위칭 과도 속도의 이점을 활용하여 동급 컨버터에 비해 5~10% 효율이 향상됩니다. MOSFET동일한 스위칭 주파수의 기반 컨버터. 그림 1의 벅 컨버터 측정은 GaN의 기능에도 불구하고 스위칭 주파수가 증가함에 따라 변환 효율이 감소한다는 것을 보여줍니다. 이미 300kHz의 적당한 스위칭 주파수에서 1kHz에서 100kHz까지 측정된 주파수에서 스위칭 주파수가 추가로 300kHz당 효율이 거의 700%씩 확실히 감소하는 것을 관찰할 수 있습니다.
48V ~ 12V 벅 컨버터의 경우이 트레이드 오프가 변경됩니다. 그림 2를 살펴보면 GaN 컨버터 효율은 10 ~ 300kHz 범위에 걸쳐 저 ~ 중 부하 (최대 약 700A)에서 더 높은 스위칭 주파수의 이점을 얻습니다. 주의해야 할 점은 선택한 인덕터가 컨버터 효율에 영향을 미친다는 것입니다. GaN 기반 컨버터 설계에서 올바른 절충안을 만드는 데주의를 기울여야합니다.
그림 2 : 다양한 스위칭 주파수에서 48V ~ 12V GaN 기반 벅 컨버터에 대한 출력 전류의 함수로 측정 된 효율.
둘째, GaN의 고유 한 이점을 실현하려면 높은 과도 속도로 전환해야합니다. 10V / ns에서 최대 100V / ns 이상의 값이 가능합니다. 과도 속도를 담당하는 주요 구성 요소는 게이트 드라이버입니다. 당연히 적절한 회로 설계, 특히 전력 라우팅, 게이트 루프 라우팅 및 디커플링을 구현하여 게이트 드라이버와 GaN이 작업을 최적으로 수행 할 수 있도록해야합니다. 일반적으로 표준 MOSFET 게이트 드라이버는 고유 한 경우에 GaN을 구동 할 수 있지만 최적의 성능에 도달하지 못합니다. 결과적으로 GaN 사용의 이점이 부분적으로 손실됩니다. 높은 과도 속도로 GaN을 전환하는 게이트 드라이버는 상당한 스트레스를받는 동시에 특정 요구 사항을 충족해야합니다. 이러한 엄격한 요구 사항은 GaN과 함께 작동하도록 신중하게 개발 된 게이트 드라이버에 의해서만 충족 될 수 있습니다.
GaN 게이트 구동의 함정
전력 응용 분야의 GaN 트랜지스터는 높은 전력 효율, 더 높은 전력 밀도, 잠재적 인 방열판 / 팬없는 설계 등 많은 잠재력을 가지고 있습니다. 그러나 GaN 단계에서 최대한의 이점을 얻으려면 도로를 따라 위험을 피하면서 조심스럽게 운전해야합니다.
높은 슬 루율
GaN 트랜지스터를 구동하는 것은 매우 모호합니다. 이러한 장치는 본질적으로 큰 전압 슬 루율 (100V / ns 초과)을 위해 선택되어 매우 낮은 스위칭 손실 (Vds 및 Ids가 XNUMX이 아닐 때 발생하는 손실)을 초래합니다. 로우 사이드와 하이 사이드 트랜지스터 사이의 빠른 전환은 부하 전류가 부하와 입력 전압 사이에서 매우 빠르게 번갈아 가도록합니다 (예 : 벅 컨버터 애플리케이션). 이것은 버스 전압 디커플링에 엄격한 제약을가합니다. PCB 하프 브리지에 대한 트랙은 버스 루프 인덕턴스로 정의되는 오버 슈트를 유발합니다. 또한 높은 슬 루율은 오프 상태 트랜지스터의 드레인 소스 커패시턴스를 통해 게이트 구동 경로에 큰 피크 전류를 주입합니다.
기생 켜기
하프 브리지 구성에서 드레인 소스 전압이 반대 트랜지스터에 의해 능동적으로 또는 부하 전류를 통해 유도 적으로 버스 전압으로 갑자기 증가 할 때 꺼진 트랜지스터에 기생 턴온이 발생할 수 있습니다. 이 전류는 게이트 드라이버 풀다운 임피던스와 게이트 소스 루프 인덕턴스에 의해 XNUMX이 아닌 게이트 전압으로 변환됩니다. 이 전압이 임계 전압보다 높으면 하프 브리지의 하이 사이드와 로우 사이드 스위치 사이에 교차 전류가 발생합니다. 낮은 게이트 루프 인덕턴스는 파워 스테이지와 게이트 드라이버의 모 놀리 식 공동 통합에서만 가능하며, 각 GaN 트랜지스터에 대해 별도의 풀다운 및 풀업 경로가 매우 바람직합니다. 데드 타임 하프 브리지의 데드 타임은 한 트랜지스터의 턴 오프 이벤트와 상보 브리지 트랜지스터의 턴온 이벤트 사이의 시간입니다. 데드 타임의 세부적인 제어는 필수적입니다. 데드 타임이 너무 짧으면 GaN 드레인-소스 커패시턴스가 보완 GaN에 의해 방전되기 때문에 과도한 손실이 발생합니다. 더 큰 데드 타임에서 제로 전압 스위칭이 발생하여 드레인-소스 커패시턴스가 인덕터 (벅 컨버터에서)에 의해 방전 될 수 있습니다. 결과적으로이 에너지는 소산되지 않습니다. 데드 타임이 너무 길면 Vgs가 XNUMX 인 GaN의 역전도가 다이오드에 비해 전압 강하 (수 볼트)가 더 커지므로 손실이 커집니다. 고정 된 데드 타임은 최적이 아닌 효율성으로 이어지며 손실을 최소화하기 위해 적절한 데드 타임으로 조정해야합니다. 이는 애플리케이션에 따라 크게 달라집니다.
게이트 과충전
비절연 게이트 드라이브 애플리케이션에서 게이트 드라이버는 저전압 공급 장치의 부트스트래핑을 통해 공급되는 경우가 많습니다. 이 기술은 하이사이드 게이트 드라이버 공급 디커플링을 충전합니다. 콘덴서 고속 고전압 다이오드를 통해. 이는 하이사이드 프리드라이버를 구동하는 데 사용되는 모든 부동 회로에 공급하는 데 사용되는 부동 전압을 생성합니다. 앞에서 설명했듯이 XNUMX이 아닌 데드타임은 부하의 전류 크기 방향에 따라 로우 측 GaN 트랜지스터의 드레인-소스 전압을 XNUMX 아래로 떨어뜨립니다. 이로 인해 부트스트랩 커패시터가 입력 전원 이상으로 충전됩니다. GaN 게이트는 게이트 과전압에 매우 민감한 것으로 알려져 있으므로 컨버터의 신뢰성을 보장하려면 게이트에 과충전 방지 기능이 필요합니다. 실제로 이는 클램핑 구조를 사용하여 감소하지만 게이트 드라이버 전력 소비가 증가하고 PCB 기생으로 인해 효율성이 제한되는 PCB 공간이 증가합니다.
네거티브 출력 전압 작동
출력 드라이버 전압의 네거티브 스윙은 기생 소스 인덕턴스와 전력 변환기의 부하 조건에 따라 달라지며 이는 예측이 잘 안될 수 있습니다. 예측 가능한 작동을 위해서는 전원 접지와 비교하여 전압이 음으로되는 경우에도 컨버터 브리지를 항상 제어 할 수 있다는 보장이 필요합니다. DC 커플 링 레벨 시프터에서는 공급 접지 아래에서 작동 할 수 있도록 특별한 예방 조치를 취해야합니다.
높은 듀티 사이클 작동
게이트 드라이버의 부트 스트랩 작동은 예를 들어 하프 브리지에서 하이 사이드 트랜지스터를 제어하기 위해 전하를 제공하는 간단하고 효과적인 수단입니다. 피할 수없이, 프리 드라이버 시스템에 필요한 회로를 지원하기 위해 온도에 따른 누설 및 바이어스가 발생하여 부트 스트랩 전압이 누설됩니다. 부트 스트랩 전압이 특정 최소 전압 아래로 감소하면 (종종 온보드 저전압 감지 회로를 통해 모니터링 됨) 프리 드라이버 회로가 잘못 작동하고 최악의 경우 컨버터에 해로울 수 있습니다. 주어진 부트 스트랩 커패시턴스 및 전력 변환기 애플리케이션의 경우 이는 유지할 수있는 듀티 사이클의 최대 값을 설정하거나 사용할 수있는 변조 깊이를 제한합니다.
MinDCet 답변 : MDC901 하이 엔드, 고전력 밀도 및 고속 스위칭 애플리케이션은 안정적인 구동을 보장하고 귀중한 GaN 스테이지를 보호하기 위해 특정 드라이버가 필요한 GaN 파워 스테이지를 필요로합니다.
앞서 설명한 함정을 해결하고 GaN 요구 성능을 제공하기 위해 MinDCet은 MDC901 GaN 게이트 드라이버를 도입했습니다. 그림 4에 표시된 블록 다이어그램은 주요 기능에 대한 개요를 제공하여 이전 섹션에서 설명한 주요 함정을 해결합니다.
별도의 풀업 및 풀다운 경로를 통해 턴온 속도 및 결과적으로 GaN 트랜지스터에 대한 낮은 임피던스 풀다운 경로를 유지하면서 출력단의 슬 루율을 조정할 수 있습니다. 이것은 높은 드레인 게이트 용량 성 전류에서도 기생 턴온을 방지하는 오프 상태에서 게이트 소스 전압을 제어합니다.
켜기 및 끄기의 데드 타임은 일련의 디지털 입력을 통해 설정할 수 있습니다. 이를 통해 주어진 애플리케이션에 대해 또는 컨트롤러와 함께 데드 타임의 정적 튜닝이 가능하며 최적의 효율성을 위해 동적으로 수행 될 수 있습니다. 또한 데드 타임은 자동 모드에서 설정할 수 있습니다. 폐쇄 루프는 GaN 게이트 전압을 감지하고 게이트는 상보적인 GaN 게이트가 꺼져있을 때만 켜집니다. 이것은 오류 방지 작동 모드입니다.
네거티브 전압 작동 중 게이트 과충전 위험은 부트 스트랩 다이오드 뒤의 하이 사이드 및 로우 사이드 도메인 모두에 완전 플로팅 레귤레이터를 배치하여 해결됩니다. 그 결과 잘 정의되고 견고하게 보호되는 게이트 드라이버 전압이 생성됩니다.
그림 4 : MDC901 GaN 게이트 드라이버의 블록 다이어그램.
그림 5 : MDC901 100V 하프 브리지 평가 보드.
네거티브 출력 전압 작동은 최저 -4V까지 보장되므로 높은 유도 전류에서도 정확한 게이트 제어가 가능합니다. 이것은 특별히 설계된 레벨 시프터 및 플로팅 공급 생성에 의해 수용되었습니다.
높은 듀티 사이클 애플리케이션 (예 : 모터 드라이버 및 클래스 D 증폭기)의 경우 장시간 동안 하이 사이드 온 상태를 유지해야합니다. 이 기능은 100 % 듀티 사이클 조건에서 DC 바이어스를 보상하는 통합 충전 펌프에 의해 구현되었습니다.
MDC901은 주어진 애플리케이션에서 성능을 최대화하기 위해 안정적인 방식으로 GaN 트랜지스터를 구동하기위한 풍부한 기능의 고급 솔루션을 제공합니다. 이 드라이버는 DC-DC 솔루션 용으로 개발되었지만 LIDAR, 모터 드라이버 및 기타 모든 GaN 구동 애플리케이션에 사용할 수 있습니다. 전자 진정한 200V 기능이 필요한 퓨즈 애플리케이션. 다양한 애플리케이션에서 MDC901 게이트 드라이버를 쉽고 빠르게 설계 할 수 있도록 그림 100에 표시된 것처럼 벅 컨버터 토폴로지의 5V 하프 브리지 평가 기판이 전력 전자 설계자를 지원하기 위해 개발되었습니다.
결론
GaN 전력 스테이지의 진정한 이점을 실현하려면 GaN 트랜지스터와 함께 작동하도록 특별히 설계된 최적화 된 게이트 드라이버를 구현해야합니다. 결과적으로 GaN은 한계까지 밀어 붙일 수 있으며 가능한 최고의 성능을 제공하여 기술 및 금전적 투자에 대한 최대 수익을 제공합니다. MDC901과 같은 개별 게이트 드라이버는 사용자에게 주어진 애플리케이션에 가장 적합한 GaN 트랜지스터를 선택할 수있는 유연성, 진단 및 확장 된 기능 세트를 제공합니다.