EMI-Probleme sind oft der letzte große Engpass am Ende der Produktentwicklung. Modellierung und erste Messungen tragen dazu bei, das Risiko zu verringern. Insbesondere wenn ein kompaktes Design erforderlich ist, bleibt nur wenig Platz für Änderungen in letzter Minute. Wenn die Zeitskalen verrutschen, werden die Preise der Komponenten verwendet Zunahme im Verhältnis zu der Verzweiflung und dem Druck, das Gerät auf den Markt zu bringen.
Die Probleme von EMI
Ich habe selten erlebt, dass EMI-Filter kostenoptimiert werden, nachdem eine Lösung gefunden wurde. Zeit, technische Budgets und Risiken lassen dies nicht zu; Umso wichtiger ist es, von Anfang an über eine gute und kostengünstige EMI-Lösung zu verfügen. Kürzlich habe ich beim Debuggen einer 3-kW-Einphaseneinheit mit einem Standard-Boost-PFC geholfen. Der Transistor eine standardmäßige 650-V-T0-247-Super-Junction MOSFET injizierte viel Gleichtaktgeräusch in das Chassis. Beseitigung der Geräuschquelle durch Ersetzen der MOSFET Nexperia GAN063-650W mit einer Quelle war eine einfache und kostengünstige Lösung. Dieser Artikel zeigt Messungen und Diagnosemethoden.
Lisnice
EMI-Messungen werden mit einem LISN am Netzteileingang durchgeführt. Das LISN bietet eine definierte Quellenimpedanz für die Messungen sowie das Entfernen von Niederfrequenzsignalen.
Abbildung 1: Standard-LISN
Abbildung 1 zeigt die Standard-LISN. Der 50Ω-Abschluss im Empfänger mit der 100nF-Kappe ergibt eine LF-Grenzfrequenz von 30 kHz. Dadurch wird die Netzwelligkeit effektiv von der Messung entfernt, sodass der Empfänger die kleinen Pegelstörungen erkennen kann. Um die HF-Störung mit einem Oszilloskop zu betrachten, muss das dominante Netz entfernt werden. Ein 50Ω-System, wie es im LISN verwendet wird, würde das System verändern und die Messungen erheblich verzerren, so dass ein hochohmiger Filter (1nF-Kappe mit 10k bis GND) verwendet wurde. Der Filter entfernt die Niederfrequenzkomponenten. Nur das HF-Rauschen ist sichtbar, ohne die Schaltung wesentlich zu belasten. Der Scope-Math-Kanal wurde verwendet, um den differentiellen Teil des Rauschens zu berechnen. (ch1-ch2) und um in Echtzeit ein Gefühl dafür zu bekommen, wie effektiv der Filter ist.
Messungen
Bei Verwendung des HF-Filters ist das Rauschen an verschiedenen Knoten rund um das PFC-Schema zu erkennen (Abbildung 2). Die überlagerten grünen und gelben Spuren zeigen die Spannung zur Erde und die hellblaue Spur ist die Differenzspannung. Beachten Sie, dass die Skalierung für den Mathematikkanal 2 V/Div und 1 V Div beträgt.
Blick auf die verschiedenen Grundstücke; (5) die Ausgabe nach dem Induktor hat fast kein Gleichtaktrauschen (blau). Bei der MOSFET (4) Es ist deutlich zu erkennen, dass das Gleichtaktrauschen mit dem Schalten des Gleichtaktrauschens synchronisiert ist MOSFET. Diagramm 3 zeigt das Rauschen, das der Filter dämpfen sollte. Gleichtaktrauschen ist vorherrschend, aber auch erhebliches Differenzrauschen. Diagramm 2 zeigt das Rauschen nach einer Filterstufe. Die Skalierung ist die gleiche wie in Diagramm 3, das Gleichtaktrauschen der Schaltfrequenz wurde um 14 dB von ~1 V auf ~200 mV reduziert; Von einer Filterstufe können wir mehr erwarten.
Abbildung 2: HF-Rauschen um den Schaltplan
Die Diagramme zeigen deutlich, dass das Rauschen vom Mosfet erzeugt wird (keine große Überraschung!), aber noch überraschender ist, dass der Großteil des hochfrequenten Rauschens Gleichtaktrauschen ist (Diagramme 1–3). Das Entfernen des Drains vom geerdeten Kühlkörper bestätigte, dass die Kapazität des Mosfet-Gehäuses, die 400 V in 20 ns schaltet, den größten Teil des Gleichtaktrauschens erzeugt.
In den Kühlkörper eingespeister Strom. Die Mosfet-Lasche hat eine Fläche von etwa 245 mm². Es ist auf einem 100-μm-Isolator montiert, der eine Kapazität von etwa 120 pF zum Kühlkörper erzeugt. Bei 20 V/nS beträgt der in den Kühlkörper eingespeiste Strom 400 mA. Der Rücklaufteil für diesen Strom sind zunächst die lokalen Y-Kappen. Ignorieren
Induktivität; die Spannung über den Y-Kondensatoren kann als Spannungsteiler berechnet werden; Tab-Kapazität mit 120 pF und 400 V geteilt durch Y Kondensatoren (2x4n7), was zu 5 V (134 dBμV) über dem Ycap führt (nahe dem gemessenen Wert). Um einen EMV-Grenzwert von 65 dBμV einzuhalten; Es wäre ein Filter mit etwa 70 dB Dämpfung erforderlich. Da der Y-Kapazitätswert aufgrund von Erdableitströmen begrenzt ist, kann nur die Induktivität erhöht werden. Ein zweistufiger Filter mit 2 dB bei 65 kHz könnte 200 mF- und 10 nF-Ycaps haben, was groß und teuer ist.
Ein dickerer Isolator wie 2 mm Aluminiumoxid kann die Kapazität um den Faktor 10 reduzieren, in dieser Anwendung wäre jedoch Kühlkörperpaste erforderlich und der Wärmewiderstand würde sich erheblich verschlechtern. Die erste Regel guter EMI-Praxis besteht darin, Rauschgeneratoren nach Möglichkeit an der Quelle zu eliminieren; Hier ist es einfach: Ein Transistor, dessen Kühllasche mit der Quelle verbunden ist, würde die Ladungsinjektion der geschalteten Spannung in den Kühlkörper verhindern. TO-247-gepackte GaN-Transistoren mit Source-verbundener Kühlung sind von mehreren Anbietern mit Source-Tabs erhältlich. Nexperia hat freundlicherweise den GaN-063-650W bemustert.
Modifikationen für den GaN-Transistor
Als Erstes ist zu beachten, dass das GaN eine andere Pinbelegung als ein Standard-T0-247 hat. Der Standard-MOSFET hat den Drain in der Mitte; Das GaN hat die Quelle als Mittelstift. Um den MOSFET durch den GaN-Transistor zu ersetzen; Die GaN-Beine mussten gebogen werden, wobei Drain und Source effektiv vertauscht wurden. Um die Isolierung zu gewährleisten, wurden PTFE-Schläuche verwendet. Durch die Neugestaltung der Anschlüsse ist die Quelle auf dem GaN länger als üblich und weist eine höhere Induktivität auf. Dies könnte zu Schaltproblemen und möglichen Schwingungen bei hohen Strömen führen. Das ist nicht ideal, ermöglicht aber einen schnellen ersten Blick ohne Neugestaltung der Platine.
Abbildung 3: Reformieren der Gan-Beine
Die GaN-Gateladung mit 15 nC beträgt etwa ein Zehntel eines ähnlichen MOSFET, also das Gate Widerstand wurde auf 18 Ω erhöht, was auch bedeutete, dass die zusätzliche Treiberstufe entfernt werden konnte und der Transistor direkt vom PFC-Controller angesteuert werden konnte.
Messungen
Fig. 4 zeigt vergleichbare Drain-Source-Schaltwellenformen. Die erste Überraschung waren saubere Schaltwellenformen trotz der verbogenen Leitungen. Ausschalten Die Schaltgeschwindigkeiten (dV / dt) sind ähnlich, aber der GaN hat zu Beginn des Ausschaltens nicht die anfängliche langsame Anstiegszeit. Die kurze Verzögerung zwischen dem Low-Gate des Gatters und dem Schalten ist ein Vorteil der viel kleineren Ausgangskapazität bei Vds <50V. Das GaN-Einschalten ist etwas schneller, mit 40 V / nS ist es ungefähr doppelt so schnell wie der MOSFET, das Klingeln beim Ausschalten ist ähnlich. Beim Einschalten klingelt es mehr, was nicht allzu überraschend ist, wenn man bedenkt, wie der Transistor mit verlängerten reformierten Leitungen mit einer sehr langen Quellleitung montiert ist.
Die EMI-Diagramme in Abbildung 5 zeigen deutlich den Vorteil der Registerkarte „Quelle verbunden“. Das gesamte Spektrum sieht sauberer aus, mit etwa 10 dB geringeren Emissionen bei 170 kHz. Tests zeigten, dass die 170-kHz-Emissionen durch Hinzufügen eines größeren x weiter reduziert werden könnten Kondensator, wohingegen beim MOSFET größere Ycaps und Xcaps benötigt würden. Der MOSFET hat eine Anstiegszeit von 20 ns im Vergleich zum GaN von 10 ns, sodass das GaN-Rauschspektrum die doppelte Grenzfrequenz hätte, aber wichtiger ist die virtuelle Eliminierung der Kapazität des geschalteten Drains zum Kühlkörper. Da die in das Chassis eingespeisten Ströme durch die Verwendung von GaN eliminiert werden; Wir haben erwartet, dass das Gehäuse leise ist. Weitere Untersuchungen ergaben, dass die Induktivität des Kathodenkabels der SiC-Diode nun der primäre Rauschinjektor in das Gehäuse war. Der geschaltete Strom in der Kathodenleitungsinduktivität induziert eine Spannung an der Lasche. Diese Spannung wird kapazitiv an den Kühlkörper gekoppelt und speist Strom in das Gehäuse ein. Da hier keine große Spannung anliegt, entfernte ein kleiner Überspannungsschutz zwischen dem Diodenkabel und dem Elko den größten Teil des Rauschens mit minimalen Kosten und Leistungsverlusten. Typisch EMV: Entfernen Sie nur eine Rauschquelle, um dann mehr zu entdecken.
Abbildung 4: Vergleich der Schaltwellenform
Abbildung 5: Mosfet und GaN zur EMI-Messung
Zusammenfassung
Durch die Verwendung des Transistors mit Registerkartenquelle wurde eine signifikante EMI-Quelle an ihrem Ursprung eliminiert. Ich war überrascht, wie gut das GaN trotz der langen gebogenen Leads lief. Die Pinbelegung mit dem Source-Center-Pin TO-247 ermöglicht ein viel besseres Layout als der Transistor mit Strombelastung, mit wahrscheinlich mehr EMI-Verbesserungen und geringeren Verlusten.