I problemi EMI sono spesso l'ultimo grande collo di bottiglia alla fine dello sviluppo del prodotto. La modellazione e le prime misurazioni aiutano a ridurre il rischio, ma soprattutto quando è richiesto un design compatto, c'è poco spazio per le modifiche dell'ultimo minuto. Man mano che le scale temporali scorrono, i prezzi di componenti utilizzato aumento in proporzione alla disperazione e alla pressione per portare l'unità sul mercato.
I problemi dell'EMI
Raramente ho visto filtri EMI ottimizzati in termini di costi una volta trovata una soluzione. Il tempo, i budget di ingegneria e il rischio non lo consentono; rendendo ancora più importante disporre di una soluzione EMI valida ed economica sin dall'inizio. Recentemente stavo aiutando a eseguire il debug di un'unità monofase da 3kW con un boost PFC standard. IL Transistor una super giunzione standard 650V T0-247 MOSFET stava iniettando un sacco di rumore di modo comune nel telaio. Eliminando la fonte del rumore sostituendo il mosfet con una sorgente a schede, Nexperia GAN063-650W, era una soluzione semplice ed economica. Questo articolo mostra misurazioni e metodi diagnostici.
LISNA
Le misurazioni EMI vengono condotte utilizzando un LISN all'ingresso dell'alimentatore. Il LISN fornisce un'impedenza sorgente definita per le misurazioni oltre a rimuovere i segnali a bassa frequenza.
Figura 1: LISN standard
La figura 1 mostra lo standard LISN. La terminazione da 50Ω nel ricevitore con il cap da 100nF, fornisce una frequenza di taglio LF di 30kHz; che rimuove efficacemente l'ondulazione di rete dalla misurazione in modo che i piccoli disturbi di livello possano essere visti dal ricevitore. Per guardare il disturbo HF con un ambito, è necessario rimuovere la rete dominante. Un sistema da 50 Ω come quello utilizzato nel LISN cambierebbe il sistema e distorcerebbe significativamente le misurazioni, quindi è stato utilizzato un filtro ad alta impedenza (condensatore da 1nF con 10k a GND). Il filtro rimuove i componenti a bassa frequenza. Solo il rumore HF è visibile senza caricare in modo significativo il circuito. Il canale matematico dell'oscilloscopio è stato utilizzato per calcolare la parte differenziale del rumore. (ch1-ch2) e per avere un'idea in tempo reale dell'efficacia del filtro.
Misure
Utilizzando il filtro HF, il rumore può essere visto in vari nodi attorno allo schema PFC (Figura 2). Le tracce verdi e gialle sovrapposte mostrano la tensione a terra e la traccia azzurra è la tensione differenziale. Notare che la scala è 2V/div e 1V div per il canale matematico.
Guardando le varie trame; (5) l'uscita, dopo il Induttore ha quasi nessun rumore di modo comune (blu). Al mosfet (4), si vede chiaramente che il rumore di modo comune è sincronizzato con la commutazione del mosfet. Il grafico 3 mostra il rumore che il filtro dovrebbe attenuare, il rumore di modo comune è dominante, ma anche un rumore differenziale significativo. Il grafico 2 mostra il rumore dopo uno stadio di filtro. Il ridimensionamento è lo stesso del grafico 3, il rumore di modo comune della frequenza di commutazione è stato ridotto di 14 dB da ~1 V a ~200 mV; potremmo aspettarci di più da uno stadio filtrante.
Figura 2: rumore HF attorno allo schema
I grafici mostrano chiaramente che il rumore è prodotto dal mosfet (nessuna grande sorpresa!), ma, cosa ancora più sorprendente, la maggior parte del rumore ad alta frequenza è di modo comune (grafici 1-3). La rimozione del drenaggio dal dissipatore di calore messo a terra ha confermato che la capacità della custodia del mosfet, commutando 400 V in 20 nS, genera la maggior parte del rumore di modo comune.
Corrente iniettata nel dissipatore. La linguetta del mosfet ha una superficie di circa 245mm². È montato su un isolatore da 100μm che crea una capacità di circa 120pF sul dissipatore di calore. A 20 V/nS, la corrente iniettata nel dissipatore di calore è 400 mA. La parte di ritorno di questa corrente è costituita innanzitutto dai cappucci Y locali. Ignorando
induttanza; la tensione sui condensatori Y può essere calcolata come un partitore di tensione; capacità della scheda con 120pF e 400V divisa per Y Condensatori (2x4n7), risultando in 5V (134dBμV) su Ycap (vicino al valore misurato). Per soddisfare un limite EMC di 65 dBμV; sarebbe necessario un filtro con un'attenuazione di circa 70dB. Poiché il valore della capacità Y è limitato a causa delle correnti di dispersione verso terra, solo l'induttanza può essere aumentata. Un filtro a 2 stadi con 65 dB a 200 kHz potrebbe avere Ycap da 10 mF e 10 nF, che è grande e costoso.
Un isolatore più spesso, come l'allumina da 2 mm, può ridurre la capacità di un fattore 10, ma in questa applicazione sarebbe necessaria la pasta del dissipatore di calore e la resistenza termica verrebbe notevolmente ridotta. La prima regola di buona pratica EMI è eliminare i generatori di rumore alla fonte, quando possibile; qui è semplice, un transistor con la linguetta di raffreddamento collegata alla sorgente eliminerebbe l'iniezione di carica di tensione commutata nel dissipatore di calore. I transistor GaN impacchettati TO-247 con raffreddamento collegato alla sorgente sono disponibili da più fornitori con schede sorgente, Nexperia ha gentilmente campionato il GaN-063-650W.
Modifiche per il transistor GaN
La prima cosa da notare è che il GaN ha una piedinatura diversa rispetto allo standard T0-247. Il MOSFET standard ha il drain al centro; il GaN ha la sorgente come pin centrale. Per sostituire il MOSFET con il transistor GaN; le gambe GaN dovevano essere piegate, con il drenaggio e la sorgente effettivamente scambiati. Per garantire l'isolamento è stata utilizzata una guaina in PTFE. La riforma dei conduttori ha fatto sì che la sorgente sul GaN sia più lunga del solito e abbia più induttanza; che potrebbe creare problemi di commutazione e possibili oscillazioni a correnti elevate. Questo non è l'ideale, ma consente una rapida prima occhiata senza riprogettare il tabellone.
Figura 3: riforma delle gambe di Gan
La carica del gate GaN con 15nC è circa un decimo di un MOSFET simile, quindi il gate Resistore è stato aumentato a 18Ω, ha significato anche che lo stadio driver aggiuntivo poteva essere rimosso e il transistor poteva essere pilotato direttamente dal controller PFC.
Misure
La Figura 4 mostra forme d'onda di commutazione drain-source comparabili. La prima sorpresa è stata la commutazione pulita delle forme d'onda, nonostante i cavi piegati. Le velocità di commutazione allo spegnimento (dV / dt) sono simili, ma il GaN non ha il tempo di salita lento iniziale all'inizio dello spegnimento. Il breve ritardo tra il gate che si abbassa e la commutazione è un vantaggio della capacità di uscita molto più piccola a Vds <50V. L'accensione del GaN è leggermente più veloce, con 40V / nS è circa il doppio più veloce del MOSFET, il suono allo spegnimento è simile. C'è più squillo all'accensione, il che non sorprende considerando come il transistor è montato con conduttori riformati estesi con un conduttore di sorgente molto lungo.
I grafici EMI nella Figura 5 mostrano chiaramente i vantaggi della scheda Sorgente collegata. L'intero spettro appare più pulito, con emissioni inferiori di circa 10 dB a 170 kHz. I test hanno dimostrato che le emissioni a 170kHz potrebbero essere ulteriormente ridotte aggiungendo una x più grande condensatore, mentre con il MOSFET sarebbero necessari Ycap e Xcap più grandi. Il MOSFET ha un tempo di salita di 20nS, rispetto ai 10nS del GaN, quindi lo spettro del rumore del GaN avrebbe la doppia frequenza di taglio, ma cosa ancora più importante è l'eliminazione virtuale della capacità del drain commutato al dissipatore di calore. Con le correnti iniettate nel telaio eliminate utilizzando il GaN; ci aspettavamo che il telaio fosse silenzioso. Ulteriori indagini hanno rivelato che l'induttanza del conduttore del catodo del diodo SiC era ora il principale iniettore di rumore nel telaio. La corrente commutata nell'induttanza del cavo del catodo induce una tensione sulla linguetta. Questa tensione è accoppiata capacitivamente al dissipatore di calore e inietta corrente nel telaio. Dato che qui non c'è una grande tensione, un piccolo smorzatore tra il cavo del diodo e l'elco ha rimosso la maggior parte del rumore con costi e perdite di potenza minimi. Tipico EMC, rimuovere una sola fonte di rumore per poi scoprirne di più.
Figura 4: commutazione del confronto delle forme d'onda
Figura 5: Mosfet di misurazione EMI e GaN
Conclusione
L'uso del transistor a schede sorgente ha eliminato una fonte significativa di EMI alla sua origine. Sono rimasto sorpreso dalle prestazioni del GaN nonostante i lunghi cavi piegati. Il pinout con il pin centrale della sorgente TO-247 consentirà un layout molto migliore rispetto al transistor a schede di drenaggio corrente, con probabilmente più miglioramenti EMI e minori perdite.