Les problèmes EMI sont souvent le dernier goulot d'étranglement majeur à la fin du développement du produit. La modélisation et les premières mesures aident à réduire le risque, mais surtout lorsqu'une conception compacte est requise, il y a peu de place pour les changements de dernière minute. À mesure que le temps s'écoule, les prix des composants électriques utilisé l'augmentation proportionnelle au désespoir et à la pression pour mettre l'unité sur le marché.
Les problèmes des EMI
J'ai rarement vu des filtres EMI être optimisés en termes de coût une fois qu'une solution a été trouvée. Le temps, les budgets d'ingénierie et les risques ne le permettent pas ; ce qui rend encore plus important d'avoir une bonne solution EMI rentable dès le départ. Récemment, j'ai aidé à déboguer une unité monophasée de 3 kW avec un PFC boost standard. Le Transistor une super jonction standard 650V T0-247 MOSFET injectait beaucoup de bruit de mode commun dans le châssis. Éliminer la source du bruit en remplaçant le mosfet avec un onglet source, Nexperia GAN063-650W, était une solution simple et rentable. Cet article présente des mesures et des méthodes de diagnostic.
Lisn
Les mesures EMI sont effectuées à l'aide d'un LISN à l'entrée d'alimentation. Le LISN fournit une impédance de source définie pour les mesures ainsi que la suppression des signaux basse fréquence.
Figure 1: LISN standard
La figure 1 montre le LISN standard. La terminaison 50Ω dans le récepteur avec le plafond 100nF, donne une fréquence de coupure LF de 30 kHz; qui supprime efficacement l'ondulation du secteur de la mesure afin que les petites perturbations de niveau puissent être vues par le récepteur. Pour regarder la perturbation HF avec un oscilloscope, il est nécessaire de supprimer le secteur dominant. Un système de 50 Ω tel qu'utilisé dans le LISN changerait le système et fausserait considérablement les mesures, de sorte qu'un filtre à haute impédance (capuchon 1nF avec 10k à GND) a été utilisé. Le filtre supprime les composants basse fréquence. Seul le bruit HF est visible sans charger significativement le circuit. Le canal mathématique de l'oscilloscope a été utilisé pour calculer la partie différentielle du bruit. (ch1-ch2) et pour avoir une idée en temps réel de l'efficacité du filtre.
Dimensions
À l'aide du filtre HF, le bruit peut être vu à différents nœuds autour du schéma PFC (Figure 2). Les traces vertes et jaunes superposées montrent la tension à la terre et la trace bleu clair est la tension différentielle. Notez que la mise à l'échelle est de 2 V/div et de 1 V div pour le canal mathématique.
En regardant les différentes parcelles; (5) la sortie, après le Inducteur n'a presque pas de bruit de mode commun (bleu). Au mosfet (4), le bruit en mode commun peut être clairement vu comme étant synchronisé avec la commutation du mosfet. Le tracé 3 montre le bruit que le filtre doit atténuer, le bruit de mode commun est dominant, mais aussi un bruit différentiel important. Le tracé 2 montre le bruit après un étage de filtre. La mise à l'échelle est la même que celle du tracé 3, le bruit en mode commun de la fréquence de commutation a été réduit de 14 dB de ~ 1 V à ~ 200 mV ; on pourrait attendre plus d'un étage de filtrage.
Figure 2: Bruit HF autour du schéma
Les tracés montrent clairement que le bruit est produit par le mosfet (pas de grande surprise !), mais plus surprenant, la plupart du bruit haute fréquence est en mode commun (tracés 1 à 3). Le retrait du drain du dissipateur thermique mis à la terre a confirmé que la capacité du boîtier mosfet, commutant 400 V en 20 nS, génère la majeure partie du bruit en mode commun.
Courant injecté dans le dissipateur thermique. La languette mosfet a une superficie d'environ 245 mm². Il est monté sur un isolateur de 100 µm qui crée une capacité d'environ 120 pF pour le dissipateur thermique. A 20V/nS, le courant injecté dans le dissipateur thermique est de 400mA. La partie retour de ce courant est d'abord constituée des Y caps locaux. Ignorer
inductance; la tension sur les condensateurs Y peut être calculée comme un diviseur de tension ; capacité de l'onglet avec 120pF et 400V divisée par le Y Condensateurs (2x4n7), résultant en 5V (134dBμV) au-dessus du Ycap (proche de la valeur mesurée). Pour respecter une limite CEM de 65 dBμV ; un filtre avec une atténuation d'environ 70 dB serait nécessaire. Comme la valeur de la capacité Y est limitée en raison des courants de fuite à la terre, seule l'inductance peut être augmentée. Un filtre à 2 étages avec 65 dB à 200 kHz pourrait avoir des Ycaps de 10 mF et 10 nF, ce qui est volumineux et coûteux.
Un isolateur plus épais tel que de l'alumine de 2 mm peut réduire la capacité d'un facteur 10, mais dans cette application, une pâte pour dissipateur thermique serait nécessaire et la résistance thermique serait considérablement dégradée. La première règle des bonnes pratiques EMI est d’éliminer les générateurs de bruit à la source lorsque cela est possible ; ici, c'est simple, un transistor avec la languette de refroidissement connectée à la source éliminerait l'injection de charge de tension commutée dans le dissipateur thermique. Des transistors GaN emballés TO-247 avec refroidissement connecté à la source sont disponibles auprès de plusieurs fournisseurs avec des onglets de source, Nexperia a aimablement échantillonné le GaN-063-650W.
Modifications pour le transistor GaN
La première chose à noter est que le GaN a un brochage différent de celui d'un T0-247 standard. Le MOSFET standard a le drain au milieu ; le GaN a la source comme broche centrale. Pour remplacer le MOSFET par le transistor GaN ; les jambes du GaN ont dû être pliées, le drain et la source étant effectivement échangés. Un manchon en PTFE a été utilisé pour garantir l'isolation. La réforme des conducteurs signifiait que la source sur le GaN était plus longue que d'habitude et avait plus d'inductance ; ce qui pourrait créer des problèmes de commutation et d'éventuelles oscillations à des courants élevés. Ce n’est pas idéal, mais permet un premier aperçu rapide sans refonte de la carte.
Figure 3: Reformage des jambes de Gan
La charge de la porte GaN avec 15 nC est d'environ un dixième d'un MOSFET similaire, de sorte que la porte Resistor a été augmenté à 18Ω, cela signifiait également que l'étage de commande supplémentaire pouvait être supprimé et que le transistor pouvait être piloté directement à partir du contrôleur PFC.
Dimensions
La figure 4 montre des formes d'onde de commutation drain-source comparables. La première surprise a été des formes d'onde de commutation propres, malgré les fils pliés. Arrêt Les vitesses de commutation (dV / dt) sont similaires, mais le GaN n'a pas le temps de montée lente initiale au début de l'arrêt. Le court délai entre la porte bas et la commutation est un avantage de la capacité de sortie beaucoup plus petite à Vds <50V. Le turnon GaN est un peu plus rapide, avec 40V / nS est-il environ deux fois plus rapide que le MOSFET, la sonnerie à l'arrêt est similaire. Il y a plus de sonnerie à la mise sous tension, ce qui n'est pas trop surprenant compte tenu de la façon dont le transistor est monté avec des conducteurs reformés étendus avec un câble de source très long.
Les tracés EMI de la figure 5 montrent clairement l'avantage de l'onglet source connectée. L’ensemble du spectre semble plus propre, avec des émissions inférieures d’environ 10 dB à 170 kHz. Des tests ont montré que les émissions à 170 kHz pouvaient être encore réduites en ajoutant un x plus grand. condensateur, alors qu'avec le MOSFET, des Ycaps et Xcaps plus grands seraient nécessaires. Le MOSFET a un temps de montée de 20 nS, comparé au GaN 10 nS, de sorte que le spectre de bruit GaN aurait la double fréquence de coupure, mais le plus important est la quasi-élimination de la capacité du drain commuté vers le dissipateur thermique. Avec les courants injectés dans le châssis éliminés grâce au GaN ; nous nous attendions à ce que le châssis soit silencieux. Une enquête plus approfondie a révélé que l'inductance du fil de la cathode de la diode SiC était désormais le principal injecteur de bruit dans le châssis. Le courant commuté dans l'inductance du fil de la cathode induit une tension sur la languette. Cette tension est couplée capacitivement au dissipateur thermique et injecte du courant dans le châssis. Comme il n'y a pas de tension importante ici, un petit amortisseur entre le fil de la diode et l'elco a supprimé la plupart du bruit avec un coût et une perte de puissance minimes. CEM typique, supprimez une seule source de bruit pour ensuite en découvrir davantage.
Figure 4: Comparaison de la forme d'onde de commutation
Figure 5: Mosfet de mesure EMI et GaN
Conclusion
L'utilisation du transistor à languettes source a éliminé une source importante d'EMI à son origine. J'ai été surpris de la performance du GaN malgré les longues pistes pliées. Le brochage avec la broche centrale de la source TO-247 permettra une bien meilleure disposition que le transistor à onglets de drain actuel, avec probablement plus d'améliorations EMI et des pertes plus faibles.