Die Einführung von Siliziumkarbid hat sich in den letzten Jahren dank des soliden technologischen Fortschritts bei Qualität und Leistung von dramatisch beschleunigt Komponenten, ihre Verfügbarkeit und die Entstehung von Anwendungen, die von dieser Leistung profitieren. UnitedSiC verfolgt eine Strategie der kontinuierlichen technologischen Innovation, um Leistungskomponenten mit dem niedrigsten Rds(on) im Bereich von 650 V bis 1200 V [1] zu liefern, die auf den hervorragenden Eigenschaften und hohen Erträgen unseres proprietären SiC-JFET basieren Technologie.
Mit der kürzlich erfolgten Einführung der SiC-FET-Serie Gen 4 (G4) UJ4C schlagen wir das nächste Kapitel in der Erweiterung des SiC-Einsatzes in Stromumwandlungs- und Wechselrichteranwendungen mit einer großen Verbesserung der Geräteeigenschaften auf, um den Benutzern die nächste Stufe von zu bieten Leistungs- und Systemkostenvorteile.
Vergleichende Eigenschaften verfügbarer Technologien
Die ersten UJ4C-Produkte von UnitedSiC (siehe Tabelle 1) zielen auf eine VDS(MAX)-Nennspannung von 750 V anstelle von 650 V ab, um Anwendungen mit einem 500-V-DC-Bus zu bewältigen und gleichzeitig die traditionellen 300/400-V-Busanwendungen zu bedienen. Die Geräte behalten die +/-20-V-Gate-Nennleistung, den integrierten ESD-Schutz und die Möglichkeit, einfache unipolare Gate-Ansteuerungen zu verwenden, die durch den 5-V-VTH ermöglicht werden, allesamt Merkmale der Kaskodenarchitektur des SiC-FET. In Hochfrequenzanwendungen können Gate-Antriebe mit nur 0 bis 10 V verwendet werden, mit minimalen Auswirkungen auf den Leitungsverlust. Der extrem niedrige spezifische Einschaltwiderstand davon Technologie (SiC-JFET 0.7 mOhm-cm2) ermöglicht etwa die Hälfte des Widerstands in einer gegebenen Gehäusegröße im Vergleich zu 650-V-SiC-MOSFETs.
Bei einem gegebenen Widerstand wird die Chips geschrumpft sind, was zu viel geringeren Kapazitäten führt. Dies führt wiederum zu geringeren Schaltverlusten. Die TO247-3L- und 4L-Gehäuse verwenden die Ag-Sintertechnologie, um den Wärmewiderstand in Verbindung mit der Chipverdünnung zu verbessern, die Auswirkungen des kleineren JFET-Chips abzuschwächen und einen hervorragenden Wärmewiderstand zwischen Verbindung und Gehäuse RTHJC zu erzielen. Die Geräte sind weiterhin in der Lage, Lawinenereignisse zu verarbeiten, und eignen sich besonders gut für energiereiche Hochstrom-Lawinenereignisse mit einem Nennstrom von bis zu 2X. Ein ausgezeichnetes Verhalten des dritten Quadranten mit niedrigem VFSD (<1.5 V) und unabhängigem QRR bei niedriger Temperatur ist ein weiteres Merkmal von SiC-FETs, und G4-Bauelemente weisen aufgrund der COSS-Reduktion ein stark reduziertes QRR auf als ihre früheren G3-Gegenstücke.
In Tabelle 2 vergleichen wir technologische Parameter für SiC nach dem Stand der Technik Mosfets, Superjuncton-Bauelemente und G4-SiC-FETs. Die Reihen, die RDSA zeigen, geben den Widerstand mohm-cm² der aktiven Chipfläche bei 2 ° C und 25 ° C an. Dies ist der Widerstand des JFET, der zum Aufbau des Kaskoden-SiC-FET verwendet wird, und der zusätzliche Widerstand des LVMOS kann diese Zahl um 125% erhöhen. Die 10-V-VTH des G5-SiC-FET in Verbindung mit dem 4- bis 0-V-Gate-Antrieb ist einzigartig und liefert die beste verfügbare Qg.V-Gütezahl für den Gate-Ansteuerungsverlust. Der Betrieb dieser Geräte mit 12 kHz bis 500 MHz kann ohne Überhitzung der Standard-Gate-Treiber erfolgen.
Der Kaskode Baugewerbe ermöglicht den niedrigsten verfügbaren VFSD-Body-Diodenabfall aller Optionen mit großer Bandlücke und ermöglicht die Verwendung dieser Geräte im nicht synchronen Gleichrichtungsmodus. Da die QRR mit umgekehrter Wiederherstellungsleistung ebenfalls ausgezeichnet ist, ist die Gesamtleistungszahl VF * QRR für G4-SiC-FETs unübertroffen. Dies ermöglicht eine hervorragende Leistung beim harten Schalten und verhindert Geräteausfälle in ZVS-Schaltkreisen, wenn unter Lastbedingungen ein hartes Schalten auftritt. Die Leistungszahlen RDS * EOSS und RDS * COSS, TR basierend auf dem Nettokaskodenwiderstand werden verwendet, um die grundlegende Leistungsfähigkeit der Technologie für Hard- und Soft-Switching-Anwendungen zu bewerten, und können als Klassenbester angesehen werden. Diese Geräte können eine einfachere Implementierung von weichgeschalteten Hochfrequenzschaltungen wie LLC, CLLC, DAB und PSFB ermöglichen.
Tabelle 1: Schlüsselparameter der ersten Gen 4 SiC FET-Produkte
Tabelle 2: Vergleich der Parameter für G4 750 V SiC-FETs mit ähnlichen 650 V SiC-MOSFETs und 600 V Superjunction-Schnelldioden-FETs
Schalten von Wellenformen und Verwalten der Schaltgeschwindigkeit Abbildung 1 zeigt die Halbbrücken-Schaltwellenformen der 60-Vhm- und 18-Ohm-750-V-Geräte in einem TO247-4L-Gehäuse, gemessen bei 400 V, 20 A bzw. 50 A. Wellenformen werden beim Vergleichen eines großen Rg zur Steuerung des Ein- und Ausschaltens mit der Verwendung eines RC-Snubbers über das Gerät mit einem niedrigen Rg am Gate gezeigt. Beide Schaltkreise verwenden einen RC-Snubber vom DC-Bus zur Erde, der als Bus-Snubber bezeichnet wird [2].
Die obere Reihe in Abbildung 1 zeigt das Schaltverhalten des 60 m langen 750 V SiC-FET UJ4C075018K4S. Der Unterschied im Einschaltverlust bei Verwendung von nur Rg = 25 Ohm (171 uJ) gegenüber einem niedrigen Rg von 1 Ohm zusammen mit einem 10-Ohm-RC-Snubber mit 95 pF-Drain-Source (142 uJ) ist gering. Das Einschalt-Di / dt ist mit Rg = 25 Ohm signifikant langsamer, aber der Spitzenwiederherstellungsstrom ist nicht viel anders. Das maximale dV / dt während des Einschaltens ist ähnlich, da es vom SiC-JFET eingestellt und durch das an den LV angelegte Rg nicht geändert wird MOSFET im SiC-FET. Die Einschaltverzögerung ist bei 25 Ohm Rg höher.
Das Ausschaltverhalten für die Fälle, in denen ein 20 Ohm Rgoff (37 uJ) verwendet wird, gegenüber einem Rgoff von 1 Ohm zusammen mit einem 10 Ohm, 95 pF Drain-Source-RC-Dämpfer (17 uJ), zeigt, dass mit einem Dämpfer geringere Verluste erzielt werden können, während Beibehaltung einer kurzen Ausschaltverzögerung und etwas geringerem VDS-Überschwingen und verringertem Klingeln. Die angezeigten Verluste umfassen den Dämpfer
Verlust, der im Datenblatt separat extrahiert wird und sehr gering ist [2, 3]. Bei niedrigeren Strömen wie 20 A wird der Dämpfer jedoch in vielen Anwendungen nicht benötigt, da die zusätzlichen Verluste bei einfacher Rg-Steuerung nicht übermäßig sind. Die Verwendung von Bus-Snubbern wird weiterhin empfohlen, da dies die Klingelleistung bei minimaler Verlustwirkung verbessert.
Bei 50 A sind die Wellenformen mit Snubbern jedoch weit überlegen und ermöglichen eine Reduzierung des Gesamtschaltverlusts von EON + EOFF um fast 36%. Mit dem niedrigen Rg können auch die Verzögerungszeiten niedrig gehalten werden. In den unteren Kurven in Abbildung 1 werden die Schaltdaten bei 50 A, 400 V für den UJ4C075018K4S (18 m, 750 V) für die Fälle mit einem 25 Ohm Rgon / 50 Ohm Rgoff mit einem Rg = 1 Ohm mit einem 10 Ohm, 300 pF RC-Snubber über dem UJ1C418K483S verglichen Drain-Source jedes Geräts. Der niedrige Rg-Wert von XNUMX Ohm kann nur verwendet werden, wenn der Dämpfer vorhanden ist, um die Überschwinger und das Klingeln zu bewältigen. Diese Anordnung ermöglicht das Schalten mit einem viel schnelleren di / dt mit reduzierter Einschaltverzögerungszeit. Der Einschaltverlust (einschließlich Dämpfungsverlust) wird jetzt als XNUMX uJ gegenüber XNUMX uJ angesehen, was durch den schnelleren Betriebsdurchmesser bedingt ist. Es ist jedoch zu beachten, dass dieses schnellere di / dt keinen signifikanten Anstieg des Spitzenwiederherstellungsstroms mit sich brachte.
In ähnlicher Weise zeigen die 50A, 400V-Ausschaltwellenformen unten rechts in Abbildung 1, dass das viel schnellere Schalten und die reduzierte Verzögerungszeit mit dem Fall Rg = 1 Ohm plus RC-Snubber ohne übermäßiges VDS-Überschwingen oder Phasenknotenklingeln erreicht werden. Die Ausschaltverzögerungszeit wird ebenfalls sehr kurz gehalten. Vorausgesetzt, dass der EOFF mit dem Rg = 1 Ohm mit RC-Dämpfer nur 55 uJ beträgt, verglichen mit dem 255 uJ bei einem 50 Ohm Widerstand Wird verwendet, um die Spannungsüberschreitung auf ein vergleichbares Niveau zu senken, ist klar, dass die Verwendung des Snubbers für Anwendungen mit höherem Strom >20 A sehr vorteilhaft ist.
Die genaue Wahl des Snubbers kann insgesamt von der Anwendung abhängen Schaltung Induktivitäten und Spitzenstrompegel zum Ausschalten sind erforderlich und sind möglicherweise nicht erforderlich, wenn die Ströme unter 25 A liegen. Der Verlust im Snubber Widerstand lässt sich am besten direkt messen, indem man den V2/R-Verlust beim Ein- und Ausschalten integriert. Diese Werte sind in den Produktdatenblättern [2] angegeben und betragen 1.7 uJ bei 20 A, 400 V für den UJ4C075060K4S mit einem 10 Ohm, 95 pF Snubber und 9.5 uJ bei 50 A, 400 V für UJ4C075018K4S mit einem 10 Ohm, 300 pF Snubber.
Es wird empfohlen, dass das Gerät einfach einen Gate-Antrieb von 0 bis 12 V oder 15 V verwendet, obwohl bei entsprechenden Änderungen der RG-Werte [4] -5 V bis 15/18/20 V und andere gemeinsame Gate-Spannungsschienen verwendet werden können. Oft werden 0 bis 10 V verwendet, wenn über 300 kHz geschaltet wird. In Abbildung 2 werden die Halbbrückenschaltwellenformen für das 18-m-750-V-Gerät und das 60-m-750-V-Gerät unter Verwendung des TO247-4L- mit dem TO247-3L-Paket mit 0-15-V-Gate-Ansteuerung unter Verwendung nur eines Bus-Dämpfers verglichen. Der obere
Die Zeile zeigt die Ein- und Ausschaltwellenformen für das 60-m-750-V-Gerät unter Verwendung des gleichen Rgon = 1 Ohm, Rgoff = 20 Ohm für beide Geräte. Die durchgezogenen Linien gelten für das 3L-Paket, während die gestrichelten Linien für den TO247-4L gelten.
Das schnellere Einschalten di / dt wird natürlich für den TO247-4L erwartet, da die Induktivität der gemeinsamen Quelle umgangen wird, was trotz einer höheren Stromspitze zu einem niedrigeren EON führt. Das Gate-VGS-Klingeln wird mit dem TO247-4L erheblich verbessert. Das VGS-Klingeln für den TO247-4L ist auch beim Ausschalten besser, obwohl hier das maximale VDS-Überschwingen beim 3L-Paket zusammen mit einem höheren EOFF geringer ist.
Die untere Hälfte von Abbildung 2 zeigt die Verwendung der beiden Gehäusetypen für die 50-A-, 400-V-Schaltung des 18-m-, 750-V-Geräts in einer Halbbrücke mit jeweils 10 Ohm, 300 pF-Dämpfer, Rg = 1 Ohm und 0-15 V Gate-Antrieb. Es gibt jetzt einen viel größeren Unterschied in den Wellenformen und Schaltverlusten zwischen den 3L- und 4L-Gehäusetypen. Die 3L-Geräte haben einen deutlich höheren Einschalt- (1.67x) und Ausschaltverlust (4X) bei ähnlichem VDS-Überschwingen und dV / dts sowie ein stärkeres VGS-Klingeln, insbesondere beim Ausschalten. Für die Verwendung von TO247-Paketen bei höheren Strömen ermöglicht die Kombination des 4L-Pakets mit dem Geräte-RC-Snubber eine Spitzenleistung bei gut verwalteten Schaltwellenformen.
Übersicht über die Anwendungsvorteile
Wir können nun untersuchen, wie sich diese Merkmale von G4-SiC-FETs auf eine Reihe von Geräteanwendungen auswirken. Abbildung 3a zeigt ein Beispiel für die Verwendung von 60 m und 750 V in einem 3.6-kW-Totem-Pole-PFC Schaltungdem „Vermischten Geschmack“. Seine Halbleiter Der aufgetragene Wirkungsgrad wird aus den gemessenen Leitungs- und Schaltverlusten der Geräte berechnet, wobei der Temperaturanstieg berücksichtigt wird, jedoch ohne Regler. Induktor oder andere Systemverluste. Die geringen Leitungs- und Schaltverluste, die hervorragende Diodenwiederherstellung und die einfache Gate-Ansteuerung führen zu dem hier beobachteten hohen Wirkungsgrad. Diese Effizienz erfüllt oder übertrifft die, die durch teureres SiC erreicht werden kann MOSFET Optionen, die komplexere Torantriebe erfordern. Sowohl die 3L- als auch die 4L-Version des TO247-Pakets werden unterstützt. Abbildung 3b zeigt die gleichen Daten und vergleicht den Wirkungsgrad mit dem langsamen Zweig des TPPFC, der durch eine Si-Gleichrichterdiode anstelle eines SiC-FET ersetzt wurde.
Abbildung 3: Halbleiter Effizienz unter Verwendung verschiedener SiC-FETs in einem Totem-Pole-PFC Schaltung Bei 65 kHz werden nur die Verluste im Leistungsgerät berücksichtigt. In der Darstellung auf der linken Seite werden SiC-FETs sowohl für den schnell schaltenden als auch für den langsam schaltenden Zweig verwendet, während in der Darstellung auf der rechten Seite der Unterschied zwischen SiC-FETs auf dem schnellen Zweig (1x UF3C065030K3S) und Si-Gleichrichterdioden auf dem langsamen Zweig verglichen wird. Die Si-Dioden-Option verringert den Wirkungsgrad um etwa 0.2 %. Der Begriff 1Ph 2P bezeichnet eine Phase mit zwei parallel geschalteten Teilen. UF1C-Geräte sind G2-Geräte und werden hier aufgeführt, um die Leistung im Vergleich zu UJ3C-G3-Geräten zu zeigen
Tabelle 3: Halbleiterverluste in einer 3600W LLC-Schaltung unter Verwendung von G4-SiC-FETs bei verschiedenen Frequenzen. Es sind sehr hohe Wirkungsgrade möglich, wobei jedes Gerät selbst bei 6.27 kHz zu Verlusten von <500 W beiträgt
kostengünstig, spart zwei Transistoren und Gate-Ansteuerungen, aber bei hoher Leitung tritt ein Wirkungsgradabfall von 0.2% auf. Während ein 60-Ohm-FET für 1.5-kW-Anwendungen ausreicht, ist eine Einheit des 18-Mohm-FET oder zwei der 60-m-Parallelschaltung am besten für 3 bis 3.6 kW geeignet. Die einzelne 18-Mohm-Geräteoption erfordert eine geringere Gate-Ansteuerleistung und verbraucht weniger Platz.
Tabelle 3 ist eine ähnliche Schätzung von Halbleiter Verluste bei Verwendung der 60-m- und 18-m-SiC-FETs mit 750 V in einer 3600-W-LLC-Anwendung. Die Leitungs-, Gate-Treiber- und Diodenverluste werden addiert, um den Nettoverlust pro Gerät bei maximaler Last abzuschätzen. Durch die Verwendung von zwei parallel geschalteten 2-m-SiC-FETs oder einem einzelnen 60-m-SiC-FET können die Verluste selbst bei 18 kHz unter 6.3 W pro FET gehalten werden, was einen sehr hohen Wirkungsgrad bei minimalem Bedarf an Wärmeableitung ermöglicht. Während die Verluste durch Leitungsverluste dominiert werden, werden auch die relativen Beiträge der Abschalt-, Gate-Treiber- und Diodenleitungsverluste gezeigt, die sich anhand der Eigenschaften des G500-SiC-FET als sehr gering erweisen.
Die Verwendung von UnitedSiC-FETs bietet einen einfachen Weg zu einer höheren Effizienz in diesen weichgeschalteten Anwendungen, ohne dass der Gate-Antrieb wesentlich geändert werden muss. In diesem Fall stellt die Fähigkeit des Geräts, ohne schlechte Diodenwiederherstellung fest zu schalten, sicher, dass keine Fehler auftreten, wenn der ZVS-Betrieb verloren geht. Der zusätzliche Spannungsspielraum hilft auch bei längeren Feldlebensdauern, wenn dies erforderlich ist.
Zusammenfassung
In diesem Artikel haben wir die Parameter der neuen G4 UJ4C 750-V-SiC-FETs von UnitedSiC im Vergleich zu SiC-MOSFETs und Superjunction-FETs der 600/650-V-Klasse überprüft. Anschließend haben wir uns mit den Schalteigenschaften von Geräten im TO247-4L- und TO247-3L-Gehäuse befasst und die Vorteile der Verwendung des TO247-4L-Gehäuses sowie für Ströme >25 A den Wert von RC-Dämpfern zur Bewältigung von Schaltwellenformen bei gleichzeitiger Minimierung von Verlusten demonstriert. Wir haben die bekannten Geräteparameter verwendet, um die Verluste sowohl in einem Totem-Pole-PFC- als auch in einem LLC-Beispiel zu extrahieren und zeigen, wie diese Geräte mit einer einfachen Gate-Drive-Implementierung den Weg zur 80Plus Titanium-Effizienz ermöglichen können. Die Vorteile sowohl bei hart- als auch bei weichgeschalteten Anwendungen, gepaart mit der einfacheren Gate-Ansteuerung und der zusätzlichen 100-V-Marge, machen dies zu einem überzeugenden Neuzugang im schnell wachsenden Universum der SiC-Transistoren, die auf den 600-750-V-Anwendungsbereich in Ladegeräten für Elektrofahrzeuge (EV) abzielen DC-DC-Wandler, Rechenzentren, Telekommunikationsstrom, erneuerbare Energien und Energiespeicher. Eine Fülle weiterer Informationen finden Sie auf der UnitedSiC-Website.