La adopción del carburo de silicio se ha acelerado drásticamente en los últimos años, gracias al sólido progreso tecnológico en la calidad y el rendimiento de componentes, su disponibilidad y la aparición de aplicaciones que se benefician de ese rendimiento. UnitedSiC ha seguido una estrategia de innovación tecnológica continua para ofrecer los componentes de potencia Rds(on) más bajos en el rango de 650 V-1200 V [1], basados en las excelentes características y los altos rendimientos de nuestro SiC JFET patentado. la tecnología.
Con el reciente lanzamiento de la serie Gen 4 (G4) UJ4C SiC FET, abrimos el siguiente capítulo en la expansión del uso de SiC en aplicaciones de conversión de energía e inversores con una gran mejora en las características del dispositivo, con el objetivo de proporcionar a los usuarios el siguiente nivel de beneficios de rendimiento y costes del sistema.
Características comparativas de las tecnologías disponibles
Los primeros productos UJ4C de UnitedSiC (consulte la Tabla 1) tienen como objetivo una clasificación VDS(MAX) de 750 V en lugar de 650 V, para abordar aplicaciones que utilizan un bus de CC de 500 V, al mismo tiempo que sirven las aplicaciones de bus tradicionales de 300/400 V. Los dispositivos mantienen la clasificación de puerta de +/-20 V, protección ESD integrada y la capacidad de utilizar unidades de puerta unipolares simples habilitadas por el VTH de 5 V, todas características de la arquitectura cascodo del FET de SiC. En aplicaciones de alta frecuencia, se pueden utilizar controladores de compuerta de tan solo 0 a 10 V, con un impacto mínimo en la pérdida de conducción. La resistencia específica ultrabaja de este la tecnología (SiC JFET 0.7 mohm-cm2) permite aproximadamente la mitad de la resistencia en un tamaño de paquete determinado en relación con los MOSFET de SiC de 650 V.
A una resistencia dada, el patatas fritas se encogen, lo que conduce a capacitancias mucho más bajas. Esto, a su vez, conduce a menores pérdidas de conmutación. Los paquetes TO247-3L y 4L utilizan tecnología Ag sinter para mejorar la resistencia térmica junto con el adelgazamiento de la viruta, para mitigar los efectos del troquel JFET más pequeño y permitir que se logre una excelente resistencia térmica entre la unión y la carcasa, RTHJC. Los dispositivos conservan la capacidad de manejar eventos de avalancha y son especialmente buenos para manejar eventos de avalancha de alta corriente de baja energía hasta 2 veces la corriente nominal. El excelente comportamiento del tercer cuadrante con VFSD bajo (<1.5 V) y QRR independiente de baja temperatura es otra característica de los FET de SiC, y los dispositivos G4 tienen un QRR mucho más reducido que sus homólogos G3 anteriores, impulsados por la reducción de COSS.
En la Tabla 2, comparamos los parámetros tecnológicos para el SiC de última generación. mosfets, Dispositivos Superjuncton y G4 SiC FET. Las filas que muestran RDSA indican la resistencia mohm-cm2 del área del chip activo a 25ºC y 125ºC. Esta es la resistencia del JFET utilizado para construir el cascodo SiC FET, y la resistencia adicional del LVMOS puede agregar un 10% a este número. El VTH de 5 V del G4 SiC FET junto con el controlador de puerta de 0 a 12 V es único y ofrece la mejor figura de mérito Qg.V disponible para la pérdida del controlador de puerta. El funcionamiento de estos dispositivos a 500 kHz-1 MHz se puede lograr sin sobrecalentar los controladores de puerta estándar.
El cascode construcción permite la caída de diodo de cuerpo VFSD más baja disponible de todas las opciones de banda ancha, lo que permite el uso de estos dispositivos en modo de rectificación no sincrónica. Dado que el rendimiento de recuperación inversa QRR también es excelente, la figura de mérito general VF * QRR es incomparable para los FET de G4 SiC. Esto permite un excelente rendimiento de conmutación dura y evita fallas de dispositivos en circuitos ZVS si la conmutación dura se produce bajo cualquier condición de carga. Las cifras de mérito RDS * EOSS y RDS * COSS, TR basadas en la resistencia neta del cascodo se utilizan para evaluar la capacidad fundamental de la tecnología para aplicaciones de conmutación dura y blanda y puede considerarse la mejor de su clase. Estos dispositivos pueden permitir una implementación más simple de circuitos de conmutación suave de alta frecuencia como LLC, CLLC, DAB y PSFB.
Tabla 1: Parámetros clave de los primeros productos Gen 4 SiC FET
Tabla 2: Comparación de parámetros para FET de SiC G4 de 750 V con MOSFET de SiC de 650 V similares y FET de diodo rápido de superjunción de 600 V
Conmutación de formas de onda y gestión de la velocidad de conmutación La Figura 1 muestra las formas de onda de conmutación de medio puente de los dispositivos de 60V de 18mohm y 750mohm en un paquete TO247-4L medido a 400V, 20A y 50A respectivamente. Las formas de onda se muestran comparando un Rg grande para controlar el encendido y el apagado frente al uso de un amortiguador RC en el dispositivo con un Rg bajo en la puerta. Ambos circuitos emplean un amortiguador RC desde el bus de CC a tierra, denominado amortiguador de bus [2].
La fila superior de la Figura 1 muestra el comportamiento de conmutación del 60m, 750V SiC FET UJ4C075018K4S. La diferencia en la pérdida de encendido usando solo un Rg = 25ohm (171uJ) frente a un Rg bajo de 1ohm junto con un amortiguador RC de fuente de drenaje de 10hm, 95pF (142uJ) es pequeña. El encendido di / dt es significativamente más lento con Rg = 25ohm, pero la corriente de recuperación máxima no es muy diferente. El dV / dt máximo durante el encendido es similar, ya que lo establece el SiC JFET y no lo altera el Rg aplicado al LV MOSFET en el SiC FET. El retardo de encendido es mayor con el Rg de 25 ohmios.
El comportamiento de apagado para los casos que utilizan un Rgoff de 20ohm (37uJ), frente a un Rgoff de 1ohm junto con un amortiguador RC de fuente de drenaje de 10hm y 95pF (17uJ), muestra que utilizando un amortiguador, se pueden obtener pérdidas más bajas, mientras que preservando un retardo de apagado corto y un sobreimpulso de VDS algo más bajo y timbre reducido. Las pérdidas mostradas incluyen el amortiguador
pérdida, que se extrae por separado en la hoja de datos y es muy pequeña [2, 3]. Sin embargo, a corrientes más bajas como 20A, el amortiguador no es necesario en muchas aplicaciones, ya que las pérdidas agregadas con un simple control Rg no son excesivas. Aún se recomienda el uso de amortiguadores de bus, ya que mejora el rendimiento del timbre con un impacto de pérdida mínimo.
Sin embargo, a 50 A, las formas de onda que utilizan amortiguadores son muy superiores y permiten una reducción de la pérdida de conmutación total EON + EOFF en casi un 36%. Usando el Rg bajo, los tiempos de retardo también se pueden mantener bajos. En las curvas inferiores de la Figura 1, los datos de conmutación a 50A, 400V para el UJ4C075018K4S (18m, 750V) se comparan para los casos que usan un Rgon de 25ohm / Rgoff de 50ohm frente a un Rg = 1ohm con un amortiguador RC de 10ohm, 300pF en el fuente de drenaje de cada dispositivo. El Rg bajo de 1ohm solo se puede usar si el amortiguador está en su lugar para controlar los sobreimpulsos y el timbre. Esta disposición permite cambiar a di / dt mucho más rápido con un tiempo de retardo de encendido reducido. Ahora se considera que la pérdida de activación (incluida la pérdida de amortiguación) es de 418uJ frente a 483uJ impulsada por el funcionamiento más rápido di / dt. Sin embargo, tenga en cuenta que este di / dt más rápido no se produjo con ningún aumento significativo en la corriente de recuperación máxima.
De manera similar, las formas de onda de apagado de 50 A y 400 V en la parte inferior derecha de la Figura 1 muestran que la conmutación mucho más rápida y el tiempo de retardo reducido con la carcasa del amortiguador Rg = 1ohm más RC se logra sin sobreimpulso excesivo de VDS o timbre del nodo de fase. El tiempo de retardo de apagado también se mantiene muy corto. Dado que el EOFF con Rg = 1ohm con amortiguador RC es solo 55uJ en comparación con 255uJ cuando un 50ohm Resistencia se usa para reducir el exceso de voltaje a un nivel comparable, está claro que usar el amortiguador es muy ventajoso para aplicaciones de corriente más alta >20A.
La elección exacta del amortiguador puede depender de la aplicación, en general circuito inductancias y niveles de corriente máxima para el apagado, y puede no ser necesario si las corrientes son inferiores a 25 A. La pérdida en el amortiguador Resistencia se mide mejor directamente integrando la pérdida V2/R en el encendido y el apagado. Estos valores se indican en las hojas de datos del producto [2] y son 1.7 uJ a 20 A, 400 V para UJ4C075060K4S con un amortiguador de 10 ohm, 95 pF y 9.5 uJ a 50 A, 400 V para UJ4C075018K4S con un amortiguador de 10 ohm, 300 pF.
Se recomienda que el dispositivo simplemente use un controlador de puerta de 0 a 12 V o 15 V, aunque con los cambios apropiados en los valores de RG [4], se pueden usar -5 V a 15/18/20 V y otros rieles de voltaje de puerta comunes. A menudo se emplea de 0 a 10 V cuando se cambia por encima de 300 kHz. La Figura 2 compara las formas de onda de conmutación de medio puente para el dispositivo de 18 m, 750 V y el dispositivo de 60 m, 750 V usando el paquete TO247-4L vs TO247-3L, con un controlador de puerta de 0-15 V, usando solo un amortiguador de bus. La parte superior
La fila muestra las formas de onda de encendido y apagado para el dispositivo de 60 m, 750 V utilizando el mismo Rgon = 1ohm, Rgoff = 20ohm para ambos dispositivos. Las líneas continuas corresponden al paquete 3L, mientras que las líneas discontinuas corresponden al TO247-4L.
El di / dt de encendido más rápido se espera, por supuesto, para el TO247-4L ya que se omite la inductancia de fuente común, lo que conduce a un EON más bajo a pesar de un pico de corriente más alto. El timbre de la puerta VGS se ha mejorado mucho con el TO247-4L. El timbre de VGS para el TO247-4L también es mejor al apagar, aunque aquí, el pico de sobrepaso de VDS es menor con el paquete 3L junto con un EOFF más alto.
La mitad inferior de la Figura 2 analiza el uso de los dos tipos de paquetes para la conmutación de 50 A, 400 V del dispositivo de 18 m, 750 V en un medio puente, cada uno con un amortiguador de 10 ohmios, 300pF, Rg = 1 ohmio y una unidad de compuerta de 0-15 V. Ahora hay una diferencia mucho mayor en las formas de onda y las pérdidas de conmutación entre los tipos de paquetes de 3L y 4L. Los dispositivos 3L tienen una pérdida de encendido (1.67x) y apagado (4X) significativamente más alta con un sobreimpulso VDS y dV / dts similares, y con un timbre VGS mayor, especialmente al apagar. Claramente, para usar paquetes TO247 a corrientes más altas, el uso de la combinación del paquete 4L con el amortiguador RC del dispositivo permite un rendimiento máximo con formas de onda de conmutación bien administradas.
Resumen de los beneficios de la aplicación
Ahora podemos ver cómo estas características de los FET G4 SiC impactan en una variedad de aplicaciones de dispositivos. La Figura 3a muestra un ejemplo del uso de 60 m, 750 V en un PFC de tótem de 3.6 KW circuito. Semiconductores La eficiencia trazada se calcula a partir de la conducción medida y las pérdidas de conmutación de los dispositivos, teniendo en cuenta el aumento de temperatura, pero sin incluir el controlador. Inductor u otras pérdidas del sistema. La baja conducción y las pérdidas de conmutación, la excelente recuperación de diodos y el simple accionamiento de la puerta conducen a la alta eficiencia que se ve aquí. Esta eficiencia cumple o supera la que se puede lograr con el SiC más costoso mosfet opciones que requieren accionamientos de puerta más complejos. Se admiten las versiones 3L y 4L del paquete TO247. La Figura 3b muestra los mismos datos, comparando la eficiencia con el tramo lento del TPPFC reemplazado por un diodo rectificador de Si en lugar de un FET de SiC.
Figura 3: Semiconductores eficiencia utilizando varios FET de SiC en un PFC Totem-Pole circuito a 65 kHz teniendo en cuenta solo las pérdidas en el dispositivo de potencia. La gráfica de la izquierda usa FET de SiC para las patas de conmutación rápida y lenta, mientras que la gráfica de la derecha compara la diferencia usando FET de SiC en la rama rápida (1x UF3C065030K3S), con diodos rectificadores de Si en la rama lenta. La opción de diodo de Si reduce la eficiencia en aproximadamente un 0.2 %. El término 1Ph 2P indica 1 Fase con 2 partes en paralelo. Los dispositivos UF3C son dispositivos G3, incluidos aquí para mostrar el rendimiento relativo a los dispositivos UJ4C G4
Tabla 3: Pérdidas de semiconductores en un circuito LLC de 3600 W utilizando FET de SiC G4 a varias frecuencias. Son posibles eficiencias muy altas, con cada dispositivo contribuyendo a pérdidas de <6.27 W incluso a 500 kHz
rentable, ahorra dos transistores y accionamientos de compuerta, pero se produce una caída del 0.2% en la eficiencia en la línea alta. Si bien un FET de 60 mohmios es suficiente para aplicaciones de 1.5 KW, una unidad de 18 mohmios o dos de 60 m en paralelo son mejores para 3 a 3.6 KW. La opción de dispositivo único de 18 mohmios requiere una potencia de accionamiento de puerta menor y consume menos espacio.
La tabla 3 es una estimación similar de Semiconductores pérdidas utilizando los FET SiC de 60 V y 18 m y 750 m en una aplicación LLC de 3600 W. Las pérdidas por conducción, accionamiento de compuerta y diodo se suman para estimar la pérdida neta por dispositivo a carga máxima. Usando 2 FET de SiC de 60 m en paralelo o un solo FET de SiC de 18 m, las pérdidas se pueden mantener por debajo de 6.3 W por FET incluso a 500 kHz, lo que permite una eficiencia muy alta con una necesidad mínima de disipación de calor. Si bien las pérdidas están dominadas por las pérdidas por conducción, también se muestran las contribuciones relativas de las pérdidas por desconexión, activación de compuerta y conducción del diodo, y se considera que son muy bajas utilizando las características del FET G4 SiC.
El uso de UnitedSiC FET proporciona un camino simple hacia una mayor eficiencia en estas aplicaciones de conmutación suave sin mucha necesidad de cambiar el controlador de la puerta. En este caso, cuando se pierde el funcionamiento de ZVS, la capacidad del dispositivo para realizar un cambio duro sin una mala recuperación del diodo garantiza que no se produzcan fallos. El margen de voltaje adicional también ayuda a prolongar la vida útil del campo cuando es necesario.
Resumen
En este artículo, revisamos los parámetros de los nuevos FET de SiC G4 UJ4C de 750 V de UnitedSiC en comparación con los MOSFET de SiC y los FET Superjunction en la clase de 600/650 V. Luego profundizamos en las características de conmutación de los dispositivos en los paquetes TO247-4L y TO247-3L y demostramos los beneficios de usar el paquete TO247-4L y, para corrientes >25 A, el valor de los amortiguadores RC para gestionar las formas de onda de conmutación y minimizar las pérdidas. Usamos los parámetros conocidos del dispositivo para extraer las pérdidas tanto en un ejemplo de Totem-Pole PFC como en un LLC, mostrando cómo estos dispositivos pueden permitir un camino hacia la eficiencia 80Plus Titanium con una implementación simple de unidad de puerta. Las ventajas en aplicaciones de conmutación tanto dura como suave, junto con el accionamiento de puerta más sencillo y el margen adicional de 100 V, hacen de esta una nueva y convincente entrada en el universo en rápida expansión de los transistores de SiC destinados a la gama de aplicaciones de 600-750 V en cargadores de vehículos eléctricos, vehículos eléctricos. Convertidores DC-DC, Centros de datos, Energía de telecomunicaciones, Energías renovables y Almacenamiento de energía. Puede encontrar una gran cantidad de información adicional en el sitio web de UnitedSiC.