L'adoption du carbure de silicium s'est considérablement accélérée ces dernières années, grâce à de solides progrès technologiques dans la qualité et les performances des composants électriques , leur disponibilité et l'émergence d'applications bénéficiant de ces performances. UnitedSiC a poursuivi une stratégie d'innovation technologique continue, pour fournir les composants de puissance Rds(on) les plus faibles dans la gamme 650 V-1200 1 V [XNUMX], construits sur les excellentes caractéristiques et les rendements élevés de notre JFET SiC exclusif. sans souci.
Avec le lancement récent de la série UJ4C SiC FET Gen 4 (G4), nous ouvrons le chapitre suivant dans l'expansion de l'utilisation du SiC dans les applications de conversion de puissance et d'onduleur avec une grande amélioration des caractéristiques des appareils, visant à fournir aux utilisateurs le niveau suivant de avantages en termes de performances et de coûts du système.
Caractéristiques comparatives des technologies disponibles
Les premiers produits UJ4C de UnitedSiC (voir tableau 1) ciblent une tension nominale VDS(MAX) de 750 V au lieu de 650 V, afin de répondre aux applications utilisant un bus 500 V CC, tout en desservant les applications de bus traditionnelles 300/400 V. Les dispositifs conservent la valeur nominale de porte +/-20 V, la protection ESD intégrée et la possibilité d'utiliser de simples commandes de porte unipolaires activées par le VTH 5 V, qui sont toutes des caractéristiques de l'architecture cascode du SiC FET. Dans les applications haute fréquence, des commandes de grille aussi basses que 0 à 10 V peuvent être utilisées, avec un impact minimal sur la perte de conduction. La résistance spécifique ultra-faible de ce sans souci (SiC JFET 0.7 mohm-cm2) permet environ la moitié de la résistance dans une taille de boîtier donnée par rapport aux MOSFET SiC 650 V.
A une résistance donnée, le chips sont rétrécis, ce qui entraîne des capacités beaucoup plus faibles. Cela conduit à son tour à des pertes de commutation plus faibles. Les boîtiers TO247-3L et 4L utilisent la technologie de frittage Ag pour améliorer la résistance thermique en conjonction avec l'amincissement des puces, pour atténuer les effets de la plus petite matrice JFET et permettre une excellente résistance thermique jonction-boîtier RTHJC. Les dispositifs préservent la capacité de gérer les événements d'avalanche et sont particulièrement efficaces pour gérer les événements d'avalanche à courant élevé et à faible énergie jusqu'à 2X le courant nominal. Un excellent comportement du troisième quadrant avec un faible VFSD (<1.5 V) et un QRR indépendant à basse température est une autre caractéristique des FET SiC, et les appareils G4 ont un QRR beaucoup plus réduit que leurs homologues G3 précédents, grâce à la réduction du COSS.
Dans le tableau 2, nous comparons les paramètres technologiques pour l'état de l'art SiC mosfet, Les appareils Superjuncton et les FET G4 SiC. Les lignes montrant RDSA indiquent la résistance mohm-cm2 de la zone de puce active à 25 ° C et 125 ° C. Il s'agit de la résistance du JFET utilisé pour construire le cascode SiC FET, et la résistance supplémentaire du LVMOS peut ajouter 10% à ce nombre. Le 5V VTH du G4 SiC FET associé à l'entraînement de porte 0 à 12 V est unique et offre la meilleure figure de mérite Qg.V disponible pour la perte d'entraînement de porte. Le fonctionnement de ces appareils à 500 kHz-1 MHz peut être réalisé sans surchauffer les pilotes de porte standard.
Le cascode construction permet la plus faible chute de diode du corps VFSD disponible parmi toutes les options à large bande interdite, permettant l'utilisation de ces dispositifs en mode de redressement non synchrone. Étant donné que les performances de récupération inverse QRR sont également excellentes, le chiffre de mérite global VF * QRR est inégalé pour les FET G4 SiC. Cela permet d'excellentes performances de commutation matérielle et empêche les pannes de dispositif dans les circuits ZVS si une commutation matérielle se produit dans toutes les conditions de charge. Les chiffres de mérite RDS * EOSS et RDS * COSS, TR basés sur la résistance cascode nette sont utilisés pour évaluer la capacité fondamentale de la technologie pour les applications de commutation matérielle et douce et peuvent être considérés comme les meilleurs de leur catégorie. Ces dispositifs peuvent permettre une mise en œuvre plus simple de circuits à commutation douce à plus haute fréquence tels que LLC, CLLC, DAB et PSFB.
Tableau 1: Paramètres clés des premiers produits SiC FET de génération 4
Tableau 2: Comparaison des paramètres des FET SiC G4 750 V avec des MOSFET SiC 650 V similaires et des FET à diode rapide à superjonction 600 V
Commutation des formes d'onde et gestion de la vitesse de commutation La figure 1 montre les formes d'onde de commutation en demi-pont des dispositifs 60mohm et 18mohm 750V dans un boîtier TO247-4L mesurées respectivement à 400V, 20A et 50A. Les formes d'onde sont affichées en comparant un grand Rg pour contrôler l'activation et la désactivation par rapport à l'utilisation d'un amortisseur RC sur l'appareil avec un faible Rg à la porte. Les deux circuits utilisent un amortisseur RC du bus CC à la terre, appelé amortisseur de bus [2].
La rangée supérieure de la figure 1 montre le comportement de commutation du 60m, 750V SiC FET UJ4C075018K4S. La différence de perte à l'allumage en utilisant juste un Rg = 25ohm (171uJ) par rapport à un Rg faible de 1ohm avec un amortisseur RC drain-source de 10hm, 95pF (142uJ) est faible. Le di / dt d'activation est significativement plus lent avec le Rg = 25ohm, mais le courant de récupération de crête n'est pas très différent. Le dV / dt maximum lors de la mise sous tension est similaire, car il est défini par le SiC JFET, et non modifié par le Rg appliqué au LV MOSFET dans le SiC FET. Le délai d'activation est plus élevé avec le 25ohm Rg.
Le comportement de désactivation pour les cas utilisant un Rgoff 20ohm (37uJ), par rapport à un Rgoff de 1ohm avec un amortisseur RC drain-source de 10hm, 95pF (17uJ), montre qu'en utilisant un amortisseur, des pertes plus faibles peuvent être obtenues, tandis que en préservant un court délai de désactivation et un dépassement VDS légèrement inférieur et une sonnerie réduite. Les pertes indiquées incluent l'amortisseur
perte, qui est extraite séparément dans la fiche technique, et est très faible [2, 3]. Cependant, à des courants inférieurs comme 20A, l'amortisseur n'est pas nécessaire dans de nombreuses applications, car les pertes supplémentaires avec un simple contrôle Rg ne sont pas excessives. L'utilisation d'amortisseurs de bus est toujours recommandée, car elle améliore les performances de sonnerie avec un impact de perte minimal.
À 50 A cependant, les formes d'onde utilisant des amortisseurs sont de loin supérieures et permettent une réduction de la perte de commutation totale EON + EOFF de près de 36%. En utilisant le Rg bas, les temps de retard peuvent également être maintenus bas. Dans les courbes inférieures de la figure 1, les données de commutation à 50A, 400V pour le UJ4C075018K4S (18m, 750V) sont comparées pour les cas utilisant un 25ohm Rgon / 50ohm Rgoff par rapport à un Rg = 1ohm avec un amortisseur 10ohm, 300pF RC à travers le drain-source de chaque appareil. Le faible Rg de 1ohm ne peut être utilisé que si l'amortisseur est en place pour gérer les dépassements et les sonneries. Cet agencement permet une commutation à un di / dt beaucoup plus rapide avec un temps de retard d'activation réduit. La perte à la mise sous tension (y compris la perte d'amortisseur) est maintenant considérée comme 418uJ contre 483uJ entraînée par le di / dt de fonctionnement plus rapide. Notez cependant que ce di / dt plus rapide ne s'est pas accompagné d'une augmentation significative du courant de récupération de pointe.
De même, les formes d'onde de désactivation de 50 A, 400 V en bas à droite de la figure 1 montrent que la commutation beaucoup plus rapide et le temps de retard réduit avec le cas de amortisseur Rg = 1ohm plus RC sont obtenus sans dépassement VDS excessif ou sonnerie de nœud de phase. Le délai de désactivation est également très court. Étant donné que l'EOFF avec le Rg = 1ohm avec le snubber RC n'est que de 55uJ par rapport au 255uJ quand un 50ohm Resistor est utilisé pour ramener le dépassement de tension à un niveau comparable, il est clair que l'utilisation de l'amortisseur est très avantageuse pour les applications à courant plus élevé >20A.
Le choix exact de l'amortisseur peut dépendre de l'application, dans l'ensemble circuit les inductances et les niveaux de courant de crête pour la mise hors tension, et peut ne pas être nécessaire si les courants sont inférieurs à 25 A. La perte dans le snubber Resistor est mieux mesurée directement en intégrant la perte V2/R à l'activation et à la désactivation. Ces valeurs sont indiquées dans les fiches techniques des produits [2] et sont de 1.7 uJ à 20 A, 400 V pour le UJ4C075060K4S avec un amortisseur de 10 ohms, 95 pF et de 9.5 uJ à 50 A, 400 V pour le UJ4C075018K4S avec un amortisseur de 10 ohms, 300 pF.
Il est recommandé que l'appareil utilise simplement un variateur de grille de 0 à 12 V ou 15 V, bien qu'avec des modifications appropriées des valeurs RG [4], -5 V à 15/18/20 V et d'autres rails de tension de grille communs puissent tous être utilisés. Souvent, 0 à 10 V est utilisé lors d'une commutation au-dessus de 300 kHz. La figure 2 compare les formes d'onde de commutation en demi-pont pour le dispositif 18 m, 750 V et le dispositif 60 m, 750 V utilisant le boîtier TO247-4L par rapport au TO247-3L, avec commande de grille 0-15 V, en utilisant uniquement un amortisseur de bus. La partie supérieure
La ligne montre les formes d'onde d'activation et de désactivation pour l'appareil de 60 m, 750 V utilisant le même Rgon = 1ohm, Rgoff = 20ohm pour les deux appareils. Les lignes pleines sont pour le paquet 3L, tandis que les lignes pointillées sont pour le TO247-4L.
Le di / dt de mise en marche plus rapide est, bien sûr, attendu pour le TO247-4L puisque l'inductance de source commune est contournée, conduisant à un EON inférieur malgré un pic de courant plus élevé. La sonnerie VGS de porte est beaucoup améliorée en utilisant le TO247-4L. La sonnerie VGS pour le TO247-4L est également meilleure à l'arrêt, bien qu'ici, le dépassement maximal du VDS soit plus faible avec le boîtier 3L avec un EOFF plus élevé.
La moitié inférieure de la figure 2 examine l'utilisation des deux types de boîtiers pour la commutation 50A, 400V du dispositif 18m, 750V dans un demi-pont, chacun avec un amortisseur 10ohm, 300pF, Rg = 1ohm et 0-15V. Il y a maintenant une différence beaucoup plus grande dans les formes d'onde et les pertes de commutation entre les types de boîtiers 3L et 4L. Les appareils 3L ont une perte d'activation (1.67x) et d'extinction (4X) significativement plus élevée avec un dépassement VDS et un dV / dts similaires, et avec une sonnerie VGS plus importante, en particulier à l'arrêt. De toute évidence, pour l'utilisation de boîtiers TO247 à des courants plus élevés, l'utilisation de la combinaison du boîtier 4L avec le snubber RC de l'appareil permet des performances de pointe avec des formes d'onde de commutation bien gérées.
Aperçu des avantages de l'application
Nous pouvons maintenant examiner l'impact de ces caractéristiques des FET G4 SiC sur une gamme d'applications d'appareils. La figure 3a montre un exemple d'utilisation du 60m, 750V dans un Totem Pole PFC de 3.6KW circuitL’ Semi-conducteurs le rendement tracé est calculé à partir des pertes de conduction et de commutation mesurées des appareils, en tenant compte de l'élévation de température, mais sans le contrôleur, Inducteur ou d'autres pertes du système. Les faibles pertes de conduction et de commutation, l'excellente récupération de diode et la commande de grille simple conduisent au rendement élevé observé ici. Cette efficacité rencontre ou surpasse celle réalisable par un SiC plus coûteux mosfet options qui nécessitent des entraînements de portail plus complexes. Les versions 3L et 4L du package TO247 sont prises en charge. La figure 3b montre les mêmes données, en comparant l'efficacité avec la branche lente du TPPFC remplacée par une diode de redressement en Si au lieu d'un FET SiC.
Figure 3: Semi-conducteurs efficacité en utilisant divers FET SiC dans un Totem-Pole PFC circuit à 65 kHz ne tenant compte que des pertes dans le dispositif d'alimentation. Le tracé de gauche utilise des FET SiC pour les branches à commutation rapide et à commutation lente, tandis que le tracé de droite compare la différence en utilisant des FET SiC sur la branche rapide (1x UF3C065030K3S), avec des diodes de redressement Si sur la branche lente. L'option diode Si réduit le rendement d'environ 0.2 %. Le terme 1Ph 2P indique 1 phase avec 2 parties en parallèle. Les appareils UF3C sont des appareils G3, inclus ici pour montrer les performances par rapport aux appareils UJ4C G4
Tableau 3 : Pertes de semi-conducteurs dans un circuit LLC de 3600 4 W utilisant des FET G6.27 SiC à différentes fréquences. Des rendements très élevés sont possibles, chaque appareil contribuant à des pertes <500 W, même à XNUMX kHz
rentable, économisant deux transistors et commandes de grille, mais une baisse de 0.2% d'efficacité se produit à la ligne haute. Alors qu'un FET de 60 Mohm est suffisant pour les applications de 1.5KW, une unité du 18mohm, ou deux des 60m en parallèle sont les meilleures pour 3 à 3.6KW. L'option de dispositif unique 18mohm nécessite une puissance d'entraînement de porte inférieure et consomme moins d'espace.
Le tableau 3 est une estimation similaire de Semi-conducteurs pertes en utilisant les FET SiC 60m et 18m, 750V dans une application LLC 3600W. Les pertes de conduction, de commande de grille et de diode sont ajoutées pour estimer la perte nette par appareil à charge maximale. En utilisant soit 2 FET SiC de 60 m en parallèle, soit un seul FET SiC de 18 m, les pertes peuvent être maintenues sous 6.3 W par FET même à 500 kHz, ce qui permet une efficacité très élevée avec un besoin minimal de dissipation thermique. Alors que les pertes sont dominées par les pertes de conduction, les contributions relatives de la désactivation, de la commande de grille et des pertes de conduction de diode sont également indiquées et sont considérées comme très faibles en utilisant les caractéristiques du FET G4 SiC.
L'utilisation des FET UnitedSiC fournit un chemin simple vers une efficacité plus élevée dans ces applications à commutation logicielle sans qu'il soit nécessaire de changer l'entraînement de la porte. Dans ce cas, lorsque le fonctionnement du ZVS est perdu, la capacité de l'appareil à commuter dur sans une mauvaise récupération de la diode garantit qu'aucune panne ne se produira. La marge de tension supplémentaire contribue également à prolonger la durée de vie du champ lorsque cela est nécessaire.
Résumé
Dans cet article, nous avons examiné les paramètres des nouveaux FET SiC G4 UJ4C 750 V de UnitedSiC par rapport aux MOSFET SiC et aux FET à superjonction de la classe 600/650 V. Nous avons ensuite étudié les caractéristiques de commutation des dispositifs des boîtiers TO247-4L et TO247-3L et démontré les avantages de l'utilisation du boîtier TO247-4L et, pour les courants > 25 A, la valeur des amortisseurs RC pour gérer les formes d'onde de commutation tout en minimisant les pertes. Nous avons utilisé les paramètres de périphérique connus pour extraire les pertes à la fois dans un exemple de Totem-Pole PFC et de LLC, montrant comment ces dispositifs peuvent permettre d'accéder à l'efficacité 80Plus Titanium avec une simple mise en œuvre d'un entraînement de grille. Les avantages dans les applications à commutation dure et logicielle, associés à un pilotage de grille plus facile et à une marge supplémentaire de 100 V, en font une nouvelle entrée convaincante dans l'univers en expansion rapide des transistors SiC ciblant la gamme d'applications 600-750 V dans les chargeurs EV, EV. Convertisseurs DC-DC, centres de données, alimentation télécom, énergies renouvelables et stockage d'énergie. Une multitude d’informations supplémentaires peuvent être trouvées sur le site Web de UnitedSiC.