실리콘 카바이드 채택은 최근 몇 년 동안 급격히 가속화되었습니다. 구성 요소들, 가용성 및 해당 성능의 이점을 누릴 수 있는 애플리케이션의 출현. UnitedSiC는 독점 SiC JFET의 뛰어난 특성과 높은 수율을 기반으로 650V~1200V 범위[1]에서 가장 낮은 Rds(on) 전력 부품을 제공하기 위해 지속적인 기술 혁신 전략을 추구해 왔습니다. technology.
최근 Gen 4 (G4) UJ4C SiC FET 시리즈가 출시됨에 따라 전력 변환 및 인버터 애플리케이션에서 SiC 사용 확대의 다음 장을 열었습니다. 성능 및 시스템 비용 이점.
사용 가능한 기술의 비교 특성
UnitedSiC의 첫 번째 UJ4C 제품(표 1 참조)은 기존 750/650V 버스 애플리케이션을 지원하는 동시에 500V DC 버스를 사용하는 애플리케이션을 처리하기 위해 300V 대신 400V VDS(MAX) 정격을 목표로 합니다. 이 장치는 SiC FET 캐스코드 아키텍처의 모든 기능인 +/-20V 게이트 정격, 내장형 ESD 보호, 5V VTH로 활성화되는 간단한 유니폴라 게이트 드라이브 사용 기능을 유지합니다. 고주파 애플리케이션에서는 전도 손실에 미치는 영향을 최소화하면서 0~10V의 낮은 게이트 드라이브를 사용할 수 있습니다. 이 초저 비온 저항 technology (SiC JFET 0.7mohm-cm2)은 650V SiC MOSFET에 비해 주어진 패키지 크기에서 약 절반의 저항을 허용합니다.
주어진 저항에서 칩 축소되어 커패시턴스가 훨씬 낮아집니다. 결과적으로 스위칭 손실이 낮아집니다. TO247-3L 및 4L 패키지는 Ag 소결 기술을 사용하여 칩 박막화와 함께 열 저항을 향상시키고 더 작은 JFET 다이의 영향을 완화하며 우수한 접합-케이스 열 저항 RTHJC를 달성 할 수 있습니다. 이 장치는 눈사태 이벤트를 처리하는 기능을 보존하고 특히 정격 전류의 2 배까지 낮은 에너지 고전류 눈사태 이벤트를 처리하는 데 탁월합니다. 낮은 VFSD (<1.5V) 및 저온 독립 QRR을 통한 탁월한 4 사분면 동작은 SiC FET의 또 다른 기능이며, G3 장치는 COSS 감소로 인해 이전 GXNUMX 장치보다 QRR이 훨씬 감소했습니다.
표 2에서는 최첨단 SiC에 대한 기술 파라미터를 비교합니다. MOSFET, Superjuncton 장치 및 G4 SiC FET. RDSA를 보여주는 행은 2C 및 25C에서 활성 칩 영역의 저항 mohm-cm125를 나타냅니다. 이것은 캐스 코드 SiC FET를 구성하는 데 사용되는 JFET의 저항이며 LVMOS의 추가 저항은이 수치에 10 %를 추가 할 수 있습니다. 5 ~ 4V 게이트 드라이브와 함께 G0 SiC FET의 12V VTH는 독특하며 게이트 드라이브 손실에 대해 최상의 Qg.V 성능 지수를 제공합니다. 이러한 장치를 500kHz-1MHz에서 작동하면 표준 게이트 드라이버를 과열하지 않고도 수행 할 수 있습니다.
캐스 코드 구조 모든 광대역 갭 옵션 중 가장 낮은 VFSD 바디 다이오드 강하를 허용하므로 이러한 장치를 비동기식 정류 모드에서 사용할 수 있습니다. 역 복구 성능 QRR도 우수하기 때문에 전체적인 성능 지수 VF * QRR은 G4 SiC FET와 비교할 수 없습니다. 이것은 우수한 하드 스위칭 성능을 허용하고 어떤 부하 조건에서 하드 스위칭이 발생하는 경우 ZVS 회로에서 장치 고장을 방지합니다. 순 캐스 코드 저항을 기반으로 한 성능 수치 RDS * EOSS 및 RDS * COSS, TR은 하드 및 소프트 스위칭 애플리케이션에 대한 기술의 기본 기능을 평가하는 데 사용되며 동급 최고의 것으로 볼 수 있습니다. 이러한 장치를 사용하면 LLC, CLLC, DAB 및 PSFB와 같은 고주파 소프트 스위치 회로를보다 간단하게 구현할 수 있습니다.
표 1 : 최초의 Gen 4 SiC FET 제품의 주요 매개 변수
표 2 : 유사한 4V SiC MOSFET 및 750V Superjunction 고속 다이오드 FET를 사용하는 G650 600V SiC FET의 매개 변수 비교
파형 스위칭 및 스위칭 속도 관리 그림 1은 각각 60V, 18A 및 750A에서 측정 된 TO247-4L 패키지의 400mohm 및 20mohm 50V 장치의 하프 브리지 스위칭 파형을 보여줍니다. 파형은 게이트에서 Rg가 낮은 장치에서 RC 스 너버를 사용하는 것과 켜기 및 끄기를 제어하기 위해 큰 Rg를 비교하여 표시됩니다. 두 회로 모두 DC 버스에서 접지로 연결되는 RC 스 너버 (버스 스 너버라고 함)를 사용합니다 [2].
그림 1의 상단 행은 60m, 750V SiC FET UJ4C075018K4S의 스위칭 동작을 보여줍니다. Rg = 25ohm (171uJ)과 1hm, 10pF 드레인 소스 RC 스 너버 (95uJ)와 함께 142ohm의 낮은 Rg를 사용한 턴온 손실의 차이는 작습니다. 턴온 di / dt는 Rg = 25ohm에서 상당히 느리지 만 피크 복구 전류는 크게 다르지 않습니다. 켜는 동안 최대 dV / dt는 SiC JFET에 의해 설정되고 LV에 적용된 Rg에 의해 변경되지 않기 때문에 유사합니다. MOSFET SiC FET에서. 켜기 지연은 25ohm Rg에서 더 높습니다.
20ohm Rgoff (37uJ)를 사용하는 경우와 1hm, 10pF 드레인 소스 RC 스 너버 (95uJ)와 함께 17ohm의 Rgoff를 사용하는 경우의 턴 오프 동작은 스 너버를 사용하면 더 낮은 손실을 얻을 수 있음을 보여줍니다. 짧은 턴 오프 지연과 약간 낮은 VDS 오버 슈트 및 링잉 감소를 유지합니다. 표시된 손실에는 스 너버가 포함됩니다.
손실은 데이터 시트에서 별도로 추출되며 매우 작습니다 [2, 3]. 그러나 20A와 같은 낮은 전류에서는 간단한 Rg 제어로 추가 된 손실이 과도하지 않기 때문에 많은 애플리케이션에서 스 너버가 필요하지 않습니다. 손실 영향을 최소화하면서 링잉 성능을 향상 시키므로 버스 스 너버를 사용하는 것이 좋습니다.
그러나 50A에서 스 너버를 사용하는 파형은 훨씬 우수하며 EON + EOFF 총 스위칭 손실을 거의 36 %까지 줄일 수 있습니다. 낮은 Rg를 사용하면 지연 시간도 낮게 유지할 수 있습니다. 그림 1의 아래쪽 곡선에서 UJ50C400K4S (075018m, 4V)에 대한 18A, 750V의 스위칭 데이터는 25ohm Rgon / 50ohm Rgoff와 1ohm, 10pF RC 스 너버가있는 Rg = 300ohm을 사용하는 경우와 비교됩니다. 각 장치의 드레인 소스. 1ohm의 낮은 Rg는 오버 슈트 및 링잉을 관리하기 위해 스 너버가있는 경우에만 사용할 수 있습니다. 이러한 배열은 턴온 지연 시간을 줄이면서 훨씬 더 빠른 di / dt로 스위칭 할 수있게합니다. 턴온 손실 (스 너버 손실 포함)은 이제 더 빠른 작동 di / dt로 인해 418uJ 대 483uJ로 나타납니다. 그러나이 더 빠른 di / dt는 피크 복구 전류를 크게 증가시키지 않았습니다.
마찬가지로 그림 50의 오른쪽 하단에있는 400A, 1V 턴 오프 파형은 과도한 VDS 오버 슈트 또는 위상 노드 링잉없이 Rg = 1ohm + RC 스 너버 케이스로 훨씬 더 빠른 스위칭 및 감소 된 지연 시간이 달성되었음을 보여줍니다. 끄기 지연 시간도 매우 짧게 유지됩니다. RC 스 너버가있는 Rg = 1ohm의 EOFF는 55ohm 일 때 255uJ에 비해 50uJ에 불과합니다. 저항기 전압 오버슈트를 비슷한 수준으로 낮추는 데 사용되므로 스너버를 사용하는 것이 20A를 초과하는 더 높은 전류 애플리케이션에 매우 유리하다는 것은 분명합니다.
스너버의 정확한 선택은 애플리케이션에 따라 달라질 수 있습니다. 회로 끄기 위한 인덕턴스 및 피크 전류 레벨이며 전류가 25A 미만인 경우 필요하지 않을 수 있습니다. 스너버에서의 손실 저항기 전원을 켤 때와 끌 때 V2/R 손실을 통합하여 직접 측정하는 것이 가장 좋습니다. 이 값은 제품 데이터시트[2]에 나와 있으며 1.7ohm, 20pF 스너버가 있는 UJ400C4K075060S의 경우 4A에서 10uJ, 95V이고 9.5ohm, 50pF 스너버가 있는 UJ400C4K075018S의 경우 4A에서 10uJ, 300V입니다.
RG 값 [0], -12V ~ 15 / 4 / 5V 및 기타 공통 게이트 전압 레일을 모두 사용할 수 있지만 장치는 단순히 15 ~ 18V 또는 20V 게이트 드라이브를 사용하는 것이 좋습니다. 0kHz 이상으로 스위칭 할 때 종종 10 ~ 300V가 사용됩니다. 그림 2는 TO18-750L 대 TO60-750L 패키지를 사용하고 247-4V 게이트 드라이브를 사용하고 버스 스 너버 만 사용하는 247m, 3V 장치 및 0m, 15V 장치의 하프 브리지 스위칭 파형을 비교합니다. 상단
행은 두 장치에 대해 동일한 Rgon = 60ohm, Rgoff = 750ohm을 사용하는 1m, 20V 장치에 대한 켜짐 및 꺼짐 파형을 보여줍니다. 실선은 3L 패키지 용이고 점선은 TO247-4L 용입니다.
물론 공통 소스 인덕턴스가 바이 패스되어 더 높은 전류 피크에도 불구하고 EON이 낮아 지므로 TO247-4L에서는 더 빠른 턴온 di / dt가 예상됩니다. 게이트 VGS 링잉은 TO247-4L을 사용하여 훨씬 개선되었습니다. TO247-4L에 대한 VGS 링잉은 턴 오프시에도 더 좋지만 여기에서는 피크 VDS 오버 슈트가 더 높은 EOFF와 함께 3L 패키지에서 더 낮습니다.
그림 2의 아래쪽 절반은 각각 50ohm, 400pF 스 너버, Rg = 18ohm 및 750-10V 게이트 드라이브가있는 하프 브리지에서 300m, 1V 장치의 0A, 15V 스위칭을위한 두 가지 패키지 유형의 사용을 보여줍니다. 이제 3L 및 4L 패키지 유형간에 파형 및 스위칭 손실에 훨씬 더 큰 차이가 있습니다. 3L 장치는 VDS 오버 슈트 및 dV / dts가 비슷하고 특히 턴 오프시 더 큰 VGS 링잉으로 인해 턴온 (1.67x) 및 턴 오프 손실 (4X)이 훨씬 더 높습니다. 분명히 더 높은 전류에서 TO247 패키지를 사용하려면 4L 패키지와 장치 RC 스 너버를 함께 사용하면 잘 관리 된 스위칭 파형으로 최고의 성능을 얻을 수 있습니다.
응용 프로그램 이점 개요
이제 G4 SiC FET의 이러한 기능이 다양한 장치 응용 분야에 어떤 영향을 미치는지 살펴볼 수 있습니다. 그림 3a는 60KW Totem Pole PFC에서 750m, 3.6V를 사용하는 예를 보여줍니다. 회로. 그만큼 반도체 플로팅 된 효율은 측정 된 전도 및 장치의 스위칭 손실로부터 계산되며 온도 상승을 고려하지만 컨트롤러는 포함하지 않습니다. 성직 수 여자 또는 다른 시스템 손실. 낮은 전도 및 스위칭 손실, 우수한 다이오드 복구 및 간단한 게이트 드라이브는 여기에서 볼 수있는 높은 효율로 이어집니다. 이 효율성은 값 비싼 SiC가 달성 할 수있는 수준을 충족하거나 능가합니다. 이끼 더 복잡한 게이트 드라이브가 필요한 옵션. TO3 패키지의 4L 및 247L 버전이 모두 지원됩니다. 그림 3b는 동일한 데이터를 보여주며, SiC FET 대신 Si 정류기 다이오드로 교체된 TPPFC의 느린 레그와의 효율성을 비교합니다.
그림 3 : 반도체 Totem-Pole PFC에서 다양한 SiC FET를 사용한 효율성 회로 전원 장치의 손실만을 고려한 65kHz에서. 왼쪽 플롯은 빠른 스위칭 및 느린 스위칭 레그 모두에 대해 SiC FET를 사용하고, 오른쪽 플롯은 빠른 레그(1x UF3C065030K3S)에서 SiC FET를 사용하고 느린 레그에서 Si 정류기 다이오드를 사용하여 차이를 비교합니다. Si 다이오드 옵션은 효율을 약 0.2% 감소시킵니다. 1Ph 2P라는 용어는 1개의 부품이 병렬로 연결된 2상을 나타냅니다. UF3C 장치는 G3 장치이며 UJ4C G4 장치와 관련된 성능을 보여주기 위해 여기에 포함되었습니다.
표 3 : 다양한 주파수에서 G3600 SiC FET를 사용하는 4W LLC 회로의 반도체 손실. 6.27kHz에서도 각 장치의 손실이 500W 미만이므로 매우 높은 효율이 가능합니다.
비용 효율적이며 두 개의 트랜지스터와 게이트 드라이브를 절약하지만 높은 라인에서 0.2 %의 효율 저하가 발생합니다. 60KW 애플리케이션에는 1.5mohm FET 18 개로 충분하지만 60mohm 중 3 개 또는 병렬 3.6m 중 18 개가 XNUMX ~ XNUMXKW에 가장 적합합니다. 단일 XNUMXmohm 장치 옵션은 더 낮은 게이트 구동 전력을 필요로하며 더 적은 공간을 소비합니다.
표 3은 반도체 60W LLC 애플리케이션에서 18m 및 750m, 3600V SiC FET를 사용한 손실. 최대 부하에서 장치당 순 손실을 추정하기 위해 전도, 게이트 구동 및 다이오드 손실이 추가됩니다. 2개의 병렬 60m SiC FET 또는 단일 18m SiC FET를 사용하면 손실이 6.3kHz에서도 FET당 500W 미만으로 유지될 수 있으므로 최소한의 방열 필요로 매우 높은 효율이 가능합니다. 손실은 전도 손실에 의해 좌우되지만 턴오프, 게이트 구동 및 다이오드 전도 손실의 상대적인 기여도 표시되며 G4 SiC FET의 특성을 사용하여 매우 낮은 것으로 나타납니다.
UnitedSiC FET를 사용하면 게이트 드라이브를 많이 변경할 필요없이 이러한 소프트 스위치 애플리케이션에서 효율성을 높일 수있는 간단한 경로를 제공합니다. 이 경우 ZVS 작동이 손실 될 때 다이오드 복구가 좋지 않은 상태에서 장치를 하드 스위치 할 수 있으므로 오류가 발생하지 않습니다. 추가 전압 헤드 룸은 또한 필요할 때 더 긴 필드 수명을 지원합니다.
요약
이 기사에서는 UnitedSiC의 새로운 G4 UJ4C 750V SiC FET의 매개변수를 600/650V 등급의 SiC MOSFET 및 초접합 FET와 비교하여 검토했습니다. 그런 다음 TO247-4L 및 TO247-3L 패키지 모두에서 장치의 스위칭 특성을 조사하고 TO247-4L 패키지를 사용하는 이점과 25A보다 큰 전류의 경우 손실을 최소화하면서 스위칭 파형을 관리하는 RC 스너버의 가치를 시연했습니다. 우리는 알려진 장치 매개변수를 사용하여 Totem-Pole PFC와 LLC 예 모두에서 손실을 추출했으며, 이러한 장치가 간단한 게이트 드라이브 구현을 통해 80Plus Titanium 효율성을 달성할 수 있는 방법을 보여주었습니다. 하드 및 소프트 스위치 애플리케이션의 장점과 더 쉬운 게이트 구동 및 추가 100V 마진이 결합되어 EV 충전기, EV에서 600~750V 범위의 애플리케이션을 대상으로 빠르게 확장되는 SiC 트랜지스터 분야에서 매력적인 새 항목이 되었습니다. DC-DC 변환기, 데이터 센터, 통신 전력, 재생 가능 에너지 및 에너지 저장. 다양한 추가 정보는 UnitedSiC 웹사이트에서 확인할 수 있습니다.