Применение карбида кремния резко ускорилось в последние годы благодаря значительному технологическому прогрессу в области качества и производительности компоненты, их доступность и появление приложений, которые выигрывают от этой производительности. UnitedSiC придерживается стратегии непрерывных технологических инноваций, чтобы поставлять компоненты с минимальной мощностью Rds(on) в диапазоне 650–1200 В [1], основанные на превосходных характеристиках и высоком выходе наших запатентованных SiC JFET. technology.
С недавним запуском серии UJ4C SiC FET поколения 4 (G4) мы открываем следующую главу в расширении использования SiC в преобразователях мощности и инверторах с большим улучшением характеристик устройства, направленным на предоставление пользователям следующего уровня преимущества производительности и стоимости системы.
Сравнительные характеристики имеющихся технологий
Первые продукты UJ4C от UnitedSiC (см. Таблицу 1) рассчитаны на напряжение VDS(MAX) 750 В вместо 650 В, чтобы работать с приложениями, использующими шину постоянного тока 500 В, одновременно обслуживая традиционные приложения с шиной 300/400 В. Устройства поддерживают номинал затвора +/-20 В, встроенную защиту от электростатического разряда и возможность использования простых униполярных приводов затвора с поддержкой 5 В VTH - все это особенности каскодной архитектуры SiC FET. В высокочастотных приложениях можно использовать приводы затвора с напряжением от 0 до 10 В с минимальным влиянием на потери проводимости. Сверхнизкое удельное сопротивление включения этого technology (SiC JFET 0.7 МОм-см2) обеспечивает примерно половину сопротивления в корпусе данного размера по сравнению с SiC MOSFET на 650 В.
При заданном сопротивлении чипсы уменьшаются, что приводит к значительному снижению емкости. Это, в свою очередь, приводит к снижению коммутационных потерь. В корпусах TO247-3L и 4L используется технология агломерации Ag для повышения термического сопротивления в сочетании с утонением стружки, чтобы смягчить влияние меньшего размера JFET-кристалла и обеспечить превосходное тепловое сопротивление перехода к корпусу RTHJC. Устройства сохраняют способность справляться с лавинными событиями и особенно хороши для обработки лавинных лавин с низким энергопотреблением и сильным током до 2-кратного номинального тока. Отличное поведение в третьем квадранте с низким VFSD (<1.5 В) и низкотемпературным независимым QRR - еще одна особенность SiC FET, и устройства G4 имеют значительно уменьшенный QRR, чем их более ранние аналоги G3, благодаря снижению COSS.
В таблице 2 мы сравниваем технологические параметры современного SiC. МОП-транзисторы, Устройства Superjuncton и полевые транзисторы G4 SiC. Строки, показывающие RDSA, указывают сопротивление активной площади кристалла (МОм-см2) при 25 ° C и 125 ° C. Это сопротивление JFET, используемого для создания каскодного SiC FET, и дополнительное сопротивление LVMOS может добавить 10% к этому числу. VTH 5 В SiC FET G4 в сочетании с приводом затвора от 0 до 12 В является уникальным и обеспечивает наилучший доступный показатель качества Qg.V для потерь при управлении затвором. Работа этих устройств на частотах от 500 кГц до 1 МГц может выполняться без перегрева стандартных драйверов затвора.
Каскод строительство обеспечивает наименьшее возможное падение напряжения на корпусе диода VFSD из всех вариантов с широкой запрещенной зоной, что позволяет использовать эти устройства в режиме несинхронного выпрямления. Поскольку характеристики обратного восстановления QRR также превосходны, общий показатель качества VF * QRR не имеет себе равных для полевых транзисторов G4 SiC. Это обеспечивает отличные характеристики жесткого переключения и предотвращает отказы устройств в цепях ZVS, если жесткое переключение происходит при любых условиях нагрузки. Показатели качества RDS * EOSS и RDS * COSS, TR, основанные на сопротивлении сетевого каскода, используются для оценки фундаментальных возможностей технологии для приложений с жестким и мягким переключением и считаются лучшими в своем классе. Эти устройства могут позволить более простую реализацию высокочастотных схем с мягкой коммутацией, таких как LLC, CLLC, DAB и PSFB.
Таблица 1: Основные параметры первых продуктов на SiC FET поколения 4
Таблица 2: Сравнение параметров SiC-полевых транзисторов G4 750 В с аналогичными SiC-полевыми транзисторами 650 В и быстродействующими диодными полевыми транзисторами 600 В со сверхпереходом
Формы сигналов переключения и управление скоростью переключения На рис. 1 показаны формы сигналов переключения полумоста устройств на 60 В 18 и 750 МОм в корпусе TO247-4L, измеренные при 400 В, 20 А и 50 А соответственно. Осциллограммы показаны при сравнении большого Rg для управления включением и выключением по сравнению с использованием RC демпфера на устройстве с низким Rg на затворе. В обеих схемах используется RC-демпфер между шиной постоянного тока и землей, называемый демпфером шины [2].
В верхнем ряду рисунка 1 показано переключение 60-метрового SiC полевого транзистора UJ750C4K075018S, 4 В. Разница в потерях при включении при использовании только Rg = 25 Ом (171 мкДж) по сравнению с низким сопротивлением 1 Ом вместе с RC демпфирующим устройством сток-исток 10 Ом, 95 пФ (142 мкДж) невелика. Включение di / dt значительно медленнее при Rg = 25 Ом, но пиковый ток восстановления не сильно отличается. Максимальное значение dV / dt во время включения аналогично, поскольку оно устанавливается SiC JFET и не изменяется Rg, приложенным к LV. МОП-транзистор в SiC FET. Задержка включения выше с 25ohm Rg.
Поведение при выключении для случаев с использованием Rgoff 20 Ом (37 мкДж) по сравнению с Rgoff 1 Ом вместе с RC демпфирующим устройством сток-исток 10 Ом, 95 пФ (17 мкДж), показывает, что при использовании демпфера можно получить более низкие потери, в то время как сохраняя короткую задержку выключения и несколько меньшее перерегулирование VDS и уменьшенное количество звонков. Показанные потери включают амортизатор.
потери, которые отдельно извлекаются в даташите, очень малы [2, 3]. Однако при более низких токах, таких как 20 А, демпфер не нужен во многих приложениях, поскольку добавленные потери при простом регулировании Rg не являются чрезмерными. По-прежнему рекомендуется использовать демпферы шины, поскольку они улучшают характеристики вызывного сигнала с минимальными потерями.
Однако при 50 А формы сигналов с использованием демпферов намного превосходят и позволяют снизить общие потери при переключении EON + EOFF почти на 36%. Используя низкое Rg, время задержки также может быть низким. На нижних кривых на Рисунке 1 данные переключения при 50 А, 400 В для UJ4C075018K4S (18 м, 750 В) сравниваются для случаев с использованием Rgon 25 Ом / 50 Ом Rgoff с Rg = 1 Ом с демпфирующим резистором 10 Ом, 300 пФ через резистивный демпфер. сток-исток каждого устройства. Низкое сопротивление 1 Ом можно использовать только в том случае, если установлен демпфер для управления выбросами и звоном. Такая компоновка позволяет переключаться с гораздо более быстрым di / dt с уменьшенным временем задержки включения. Потери при включении (включая демпфирующие потери) теперь составляют 418 мкДж по сравнению с 483 мкДж из-за более быстрого рабочего di / dt. Однако обратите внимание, что это более быстрое di / dt не привело к значительному увеличению пикового тока восстановления.
Точно так же формы сигнала выключения 50 А, 400 В в правом нижнем углу рисунка 1 показывают, что гораздо более быстрое переключение и уменьшенное время задержки с Rg = 1 Ом плюс демпферный RC достигается без чрезмерного выброса VDS или звона в фазовом узле. Время задержки выключения также очень короткое. Учитывая, что EOFF с Rg = 1 Ом с демпфирующим резистором RC составляет всего 55 мкДж по сравнению с 255 мкДж при 50 Ом. резистор используется для снижения перенапряжения до сопоставимого уровня, очевидно, что использование демпфера очень выгодно для приложений с более высоким током> 20 А.
Точный выбор демпфера может зависеть от применения, в целом схема индуктивности и пиковые уровни тока для выключения, и может не потребоваться, если токи ниже 25 А. Потеря в снаббере резистор лучше всего измерять непосредственно путем интегрирования потерь V2/R при включении и выключении. Эти значения указаны в технических описаниях продуктов [2] и составляют 1.7 мкДж при 20 А, 400 В для UJ4C075060K4S со демпфером 10 Ом, 95 пФ и 9.5 мкДж при 50 А, 400 В для UJ4C075018K4S со демпфером 10 Ом, 300 пФ.
Рекомендуется, чтобы устройство просто использовало привод затвора от 0 до 12 В или 15 В, хотя с соответствующими изменениями значений RG [4] можно использовать от -5 В до 15/18/20 В и другие общие шины напряжения затвора. Часто при переключении на частотах выше 0 кГц используются значения от 10 до 300 В. На рисунке 2 сравниваются формы сигналов переключения полумоста для устройства 18 м, 750 В и устройства 60 м, 750 В с использованием корпуса TO247-4L и корпуса TO247-3L с приводом затвора 0-15 В с использованием только демпфера шины. Верхний
В строке показаны формы сигналов включения и выключения для устройства 60 м, 750 В с одинаковыми Rgon = 1 Ом, Rgoff = 20 Ом для обоих устройств. Сплошные линии соответствуют корпусу 3L, а пунктирные линии - TO247-4L.
Разумеется, для TO247-4L ожидается более быстрое включение di / dt, поскольку индуктивность общего источника обходится, что приводит к снижению EON, несмотря на более высокий пиковый ток. Звонок ворот VGS значительно улучшен с использованием TO247-4L. Звонок VGS для TO247-4L также лучше при выключении, хотя здесь пиковое превышение VDS ниже с пакетом 3L вместе с более высоким EOFF.
В нижней половине рисунка 2 показано использование двух типов корпусов для коммутации 50 А, 400 В устройства 18 м, 750 В в полумосте, каждый с демпфирующим устройством 10 Ом, 300 пФ, Rg = 1 Ом и приводом затвора 0-15 В. Теперь существует гораздо большая разница в формах сигналов и коммутационных потерях между типами корпусов 3L и 4L. Устройства 3L имеют значительно более высокие потери при включении (1.67x) и потерях при выключении (4X) с аналогичными выбросами VDS и dV / dts, а также с более сильным вызывным сигналом VGS, особенно при выключении. Очевидно, что для использования корпусов TO247 при более высоких токах использование комбинации корпуса 4L с демпфирующим устройством RC обеспечивает максимальную производительность с хорошо управляемыми формами сигналов переключения.
Обзор преимуществ приложения
Теперь мы можем посмотреть, как эти особенности полевых транзисторов G4 SiC влияют на ряд приложений устройств. На рис. 3а показан пример использования 60-метрового кабеля 750 В в 3.6-киловаттном тотемном столбе PFC. схема, Полупроводниковое График КПД рассчитан на основе измеренных потерь проводимости и коммутации устройств с учетом повышения температуры, но не включая контроллер. Индуктор или другие системные потери. Низкие потери на проводимость и переключение, отличное восстановление диодов и простое управление затвором обеспечивают высокий КПД, показанный здесь. Эта эффективность соответствует или превосходит эффективность более дорогостоящего SiC. MOSFET варианты, требующие более сложных приводов ворот. Поддерживаются версии 3L и 4L пакета TO247. На рисунке 3b показаны те же данные, при сравнении эффективности с медленной ветвью TPPFC, замененной кремниевым выпрямительным диодом вместо SiC FET.
Рисунок 3: Полупроводниковое эффективность использования различных SiC FET в Totem-Pole PFC схема на частоте 65кГц учитываются только потери в силовом устройстве. На графике слева используются полевые транзисторы SiC как для быстрого, так и для медленного переключения, а на графике справа сравнивается разница при использовании полевых транзисторов SiC на быстром плече (1x UF3C065030K3S) с выпрямительными диодами Si на медленном плече. Вариант Si-диода снижает эффективность примерно на 0.2%. Термин 1Ph 2P указывает на 1 фазу с 2 параллельными частями. Устройства UF3C — это устройства G3, включенные сюда, чтобы показать производительность по сравнению с устройствами UJ4C G4.
Таблица 3: Потери в полупроводниках в LLC-цепи мощностью 3600 Вт с использованием SiC полевых транзисторов G4 на различных частотах. Возможен очень высокий КПД, при этом каждое устройство дает потери <6.27 Вт даже на частоте 500 кГц.
рентабельно, экономя два транзистора и приводы затвора, но снижение эффективности на 0.2% происходит на высокой линии. В то время как одного полевого транзистора 60 МОм достаточно для приложений мощностью 1.5 кВт, один блок на 18 МОм или два из параллельных 60 м лучше всего для 3–3.6 кВт. Вариант с одним устройством 18 МОм требует меньшей мощности привода затвора и занимает меньше места.
Таблица 3 представляет собой аналогичную оценку Полупроводниковое потерь при использовании 60-метровых и 18-метровых полевых транзисторов SiC 750 В в приложении LLC мощностью 3600 Вт. Потери проводимости, привода затвора и диода добавляются для оценки чистых потерь на устройство при максимальной нагрузке. При использовании двух параллельно соединенных полевых транзисторов SiC длиной 2 м или одного полевого транзистора SiC длиной 60 м потери могут поддерживаться на уровне менее 18 Вт на полевой транзистор даже на частоте 6.3 кГц, что обеспечивает очень высокую эффективность при минимальной потребности в теплоотводе. В то время как в потерях преобладают потери проводимости, также показаны относительные вклады потерь при выключении, управлении затвором и диоде, которые, судя по характеристикам полевого транзистора G500 SiC, очень малы.
Использование полевых транзисторов UnitedSiC обеспечивает простой путь к повышению эффективности в этих приложениях с мягкой коммутацией без особой необходимости менять привод затвора. В этом случае, когда работа ZVS потеряна, способность устройства к жесткому переключению без плохого восстановления диода гарантирует отсутствие сбоев. Дополнительный запас по напряжению также помогает продлить срок службы, когда это необходимо.
Обзор
В этой статье мы рассмотрели параметры новых SiC полевых транзисторов G4 UJ4C 750 В от UnitedSiC в сравнении с SiC MOSFET и полевыми транзисторами Superjunction в классе 600/650 В. Затем мы углубились в коммутационные характеристики устройств в корпусах TO247-4L и TO247-3L и продемонстрировали преимущества использования корпуса TO247-4L, а также для токов > 25 А, ценность RC-демпферов для управления формой сигнала переключения при минимизации потерь. Мы использовали известные параметры устройства для извлечения потерь как на примере Totem-Pole PFC, так и на примере LLC, показывая, как эти устройства могут обеспечить путь к эффективности 80Plus Titanium с помощью простой реализации привода затвора. Преимущества как в приложениях с жестким, так и с мягким переключением, в сочетании с более простым приводом затвора и дополнительным запасом по напряжению 100 В, делают его привлекательной новинкой в быстро расширяющейся вселенной SiC-транзисторов, ориентированных на диапазон приложений 600–750 В в зарядных устройствах для электромобилей. Преобразователи постоянного тока в постоянный, центры обработки данных, телекоммуникационная энергия, возобновляемые источники энергии и хранение энергии. Множество дополнительной информации можно найти на веб-сайте UnitedSiC.