L'adozione del carburo di silicio è notevolmente accelerata negli ultimi anni, grazie al solido progresso tecnologico nella qualità e nelle prestazioni di componenti, la loro disponibilità e l'emergere di applicazioni che beneficiano di tali prestazioni. UnitedSiC ha perseguito una strategia di continua innovazione tecnologica, per fornire i componenti di potenza Rds(on) più bassi nella gamma 650 V-1200 V [1], basata sulle eccellenti caratteristiche e sugli alti rendimenti del nostro SiC JFET proprietario la tecnologia.
Con il recente lancio della serie Gen 4 (G4) UJ4C SiC FET, apriamo il prossimo capitolo sull'espansione dell'uso di SiC nelle applicazioni di conversione di potenza e inverter con un grande miglioramento nelle caratteristiche del dispositivo, volto a fornire agli utenti il livello successivo di vantaggi in termini di prestazioni e costi di sistema.
Caratteristiche comparative delle tecnologie disponibili
I primi prodotti UJ4C di UnitedSiC (vedere Tabella 1) puntano a un valore nominale di 750 V VDS(MAX) invece di 650 V, per affrontare applicazioni che utilizzano un bus CC da 500 V, pur servendo le tradizionali applicazioni bus da 300/400 V. I dispositivi mantengono il valore nominale del gate di +/-20 V, la protezione ESD integrata e la possibilità di utilizzare semplici unità di gate unipolari abilitate dal VTH da 5 V, tutte caratteristiche dell'architettura cascode del SiC FET. Nelle applicazioni ad alta frequenza è possibile utilizzare gate drive da 0 a 10 V, con un impatto minimo sulla perdita di conduzione. La resistenza specifica ultra bassa di questo la tecnologia (SiC JFET 0.7mohm-cm2) consente circa la metà della resistenza in una data dimensione del contenitore rispetto ai MOSFET SiC da 650 V.
A una data resistenza, il chip sono ridotti, il che porta a capacità molto inferiori. Ciò a sua volta porta a minori perdite di commutazione. I contenitori TO247-3L e 4L utilizzano la tecnologia di sinterizzazione Ag per migliorare la resistenza termica in combinazione con l'assottigliamento del truciolo, per mitigare gli effetti dello stampo JFET più piccolo e consentire di ottenere un'eccellente resistenza termica giunzione-custodia RTHJC. I dispositivi preservano la capacità di gestire eventi di valanga e sono particolarmente adatti a gestire eventi di valanga a bassa energia ad alta corrente fino a 2 volte la corrente nominale. Un eccellente comportamento del terzo quadrante con VFSD basso (<1.5 V) e QRR indipendente dalla bassa temperatura è un'altra caratteristica dei FET SiC, ei dispositivi G4 hanno QRR molto ridotto rispetto alle loro precedenti controparti G3, guidati dalla riduzione del COSS.
Nella tabella 2, confrontiamo i parametri tecnologici per lo stato dell'arte del SiC mosfet, Dispositivi Superjuncton e G4 SiC FET. Le righe che mostrano RDSA indicano la resistenza mohm-cm2 dell'area attiva del chip a 25 ° C e 125 ° C. Questa è la resistenza del JFET utilizzato per costruire il cascode SiC FET e la resistenza aggiuntiva dell'LVMOS può aggiungere il 10% a questo numero. Il VTH 5V del FET SiC G4 in combinazione con il gate drive da 0 a 12V è unico e offre la migliore figura di merito Qg.V disponibile per la perdita del gate drive. Il funzionamento di questi dispositivi a 500 kHz-1 MHz può essere eseguito senza surriscaldare i gate driver standard.
Il cascode costruzione consente la più bassa caduta del diodo body VFSD disponibile tra tutte le opzioni a banda larga larga, consentendo l'uso di questi dispositivi in modalità di rettifica non sincrona. Poiché anche le prestazioni di recupero inverso QRR sono eccellenti, la figura di merito complessiva VF * QRR non ha eguali per i FET SiC G4. Ciò consente eccellenti prestazioni di commutazione hard e previene guasti ai dispositivi nei circuiti ZVS se la commutazione hard si verifica in qualsiasi condizione di carico. Le cifre di merito RDS * EOSS e RDS * COSS, TR basate sulla resistenza cascode netta vengono utilizzate per valutare le capacità fondamentali della tecnologia per applicazioni hard e soft-switching e possono essere considerate le migliori della categoria. Questi dispositivi possono consentire un'implementazione più semplice di circuiti a commutazione morbida a frequenza più elevata come LLC, CLLC, DAB e PSFB.
Tabella 1: parametri chiave dei primi prodotti FET SiC Gen 4
Tabella 2: Confronto dei parametri per FET SiC G4 750V con MOSFET SiC 650V simili e FET a diodi veloci a supergiunzione 600V
Commutazione delle forme d'onda e gestione della velocità di commutazione La Figura 1 mostra le forme d'onda di commutazione a mezzo ponte dei dispositivi da 60mohm e 18mohm 750V in un contenitore TO247-4L misurate rispettivamente a 400V, 20A e 50A. Le forme d'onda vengono mostrate confrontando un Rg grande per controllare l'accensione e lo spegnimento rispetto all'utilizzo di uno snubber RC attraverso il dispositivo con un Rg basso al gate. Entrambi i circuiti utilizzano uno smorzatore RC dal bus CC a terra, denominato soppressore bus [2].
La riga superiore della Figura 1 mostra il comportamento di commutazione del FET SiC da 60 m, 750 V UJ4C075018K4S. La differenza nella perdita di accensione utilizzando solo un Rg = 25ohm (171uJ) contro un basso Rg di 1ohm insieme a uno snubber RC drain-source da 10hm, 95pF (142uJ) è piccola. L'accensione di / dt è significativamente più lenta con Rg = 25ohm, ma la corrente di recupero di picco non è molto diversa. Il dV / dt massimo durante l'accensione è simile, poiché è impostato dal SiC JFET, e non viene alterato dal Rg applicato al LV MOSFET nel SiC FET. Il ritardo di accensione è maggiore con 25ohm Rg.
Il comportamento di spegnimento per i casi che utilizzano un Rgoff da 20ohm (37uJ), rispetto a un Rgoff di 1ohm insieme a uno snubber RC drain-source da 10hm, 95pF (17uJ), mostra che usando uno snubber, si possono ottenere perdite inferiori, mentre preservando un breve ritardo allo spegnimento e un overshoot VDS leggermente inferiore e una suoneria ridotta. Le perdite indicate includono lo snubber
perdita, che viene estratta separatamente nella scheda tecnica ed è molto piccola [2, 3]. Tuttavia, a correnti inferiori come 20A, lo snubber non è necessario in molte applicazioni, poiché le perdite aggiuntive con un semplice controllo Rg non sono eccessive. L'uso di soppressori di bus è ancora consigliato, poiché migliora le prestazioni di suoneria con un impatto minimo sulle perdite.
A 50 A, tuttavia, le forme d'onda che utilizzano gli smorzatori sono di gran lunga superiori e consentono una riduzione della perdita di commutazione totale EON + EOFF di quasi il 36%. Usando il basso Rg, i tempi di ritardo possono anche essere mantenuti bassi. Nelle curve inferiori della Figura 1, i dati di commutazione a 50 A, 400 V per l'UJ4C075018K4S (18 m, 750 V) vengono confrontati per i casi che utilizzano un Rgon da 25ohm / 50ohm Rgoff rispetto a un Rg = 1ohm con uno snubber RC da 10ohm, 300pF attraverso il drain-source di ogni dispositivo. Il basso Rg di 1ohm può essere utilizzato solo se lo snubber è in posizione per gestire gli overshoot e gli squilli. Questa disposizione consente la commutazione a un di / dt molto più veloce con tempo di ritardo all'accensione ridotto. La perdita di accensione (inclusa la perdita dello snubber) è ora vista essere di 418uJ contro 483uJ guidata dal di / dt operativo più veloce. Si noti tuttavia che questo di / dt più veloce non ha comportato alcun aumento significativo della corrente di ripristino di picco.
Allo stesso modo, le forme d'onda di spegnimento da 50 A e 400 V in basso a destra nella Figura 1 mostrano che la commutazione molto più rapida e il tempo di ritardo ridotto con la custodia dello snubber Rg = 1ohm più RC si ottengono senza eccessivo overshoot VDS o squillo del nodo di fase. Anche il tempo di ritardo allo spegnimento viene mantenuto molto breve. Dato che l'EOFF con Rg = 1ohm con snubber RC è di soli 55uJ rispetto a 255uJ quando è 50ohm Resistore viene utilizzato per ridurre la sovraelongazione della tensione a un livello comparabile, è chiaro che l'utilizzo dello snubber è molto vantaggioso per applicazioni con corrente più elevata >20 A.
La scelta esatta dell'ammortizzatore può dipendere dall'applicazione, nel complesso circuito induttanze e livelli di corrente di picco per lo spegnimento e potrebbe non essere necessario se le correnti sono inferiori a 25A. La perdita nello snubber Resistore si misura meglio direttamente integrando la perdita V2/R all'accensione e allo spegnimento. Questi valori sono indicati nelle schede tecniche del prodotto [2] e sono 1.7uJ a 20A, 400V per UJ4C075060K4S con uno snubber da 10ohm, 95pF e 9.5uJ a 50A, 400V per UJ4C075018K4S con uno snubber da 10ohm, 300pF.
Si raccomanda che il dispositivo utilizzi semplicemente un gate drive da 0 a 12 V o 15 V, anche se con le opportune modifiche ai valori RG [4], è possibile utilizzare tutti i rail da -5 V a 15/18/20 V e altri binari di tensione di gate comuni. Spesso vengono utilizzati da 0 a 10 V quando si passa sopra i 300 kHz. La Figura 2 confronta le forme d'onda di commutazione a mezzo ponte per il dispositivo da 18 m, 750 V e il dispositivo da 60 m, 750 V utilizzando il pacchetto TO247-4L rispetto a TO247-3L, con gate drive da 0-15 V, utilizzando solo uno snubber bus. La parte superiore
la riga mostra le forme d'onda di accensione e spegnimento per il dispositivo da 60 m, 750 V utilizzando lo stesso Rgon = 1ohm, Rgoff = 20ohm per entrambi i dispositivi. Le linee continue sono per il pacchetto 3L, mentre le linee tratteggiate sono per TO247-4L.
Il di / dt di accensione più veloce è, ovviamente, previsto per il TO247-4L poiché l'induttanza della sorgente comune viene bypassata, portando a un EON inferiore nonostante un picco di corrente più elevato. La suoneria del cancello VGS è molto migliorata utilizzando il TO247-4L. Anche lo squillo VGS per il TO247-4L è migliore allo spegnimento, anche se qui l'overshoot VDS di picco è inferiore con il pacchetto 3L insieme a un EOFF più alto.
La metà inferiore della Figura 2 esamina l'uso dei due tipi di contenitore per la commutazione da 50 A, 400 V del dispositivo da 18 m e 750 V in un semiponte, ciascuno con uno snubber da 10ohm, 300pF, Rg = 1ohm e gate drive 0-15V. Ora c'è una differenza molto maggiore nelle forme d'onda e nelle perdite di commutazione tra i tipi di contenitore 3L e 4L. I dispositivi 3L hanno una perdita di accensione (1.67x) e di spegnimento (4X) significativamente più elevata con overshoot VDS e dV / dts simili e con una maggiore suoneria VGS, specialmente allo spegnimento. Chiaramente, per l'utilizzo di pacchetti TO247 a correnti più elevate, l'uso della combinazione del pacchetto 4L con lo snubber RC del dispositivo consente prestazioni di picco con forme d'onda di commutazione ben gestite.
Panoramica dei vantaggi dell'applicazione
Ora possiamo osservare come queste caratteristiche dei FET SiC G4 influiscono su una vasta gamma di applicazioni dei dispositivi. La Figura 3a mostra un esempio di utilizzo di 60 m, 750 V in un PFC Totem Pole da 3.6 KW circuito. Semiconduttore l'efficienza tracciata viene calcolata dalla conduzione misurata e dalle perdite di commutazione dei dispositivi, tenendo conto dell'aumento di temperatura, ma non includendo il controller, Induttore o altre perdite di sistema. Le basse perdite di conduzione e commutazione, l'eccellente recupero dei diodi e il semplice azionamento del gate portano all'elevata efficienza qui vista. Questa efficienza incontra o supera quella ottenibile con il più costoso SiC mosfet opzioni che richiedono azionamenti di cancelli più complessi. Sono supportate entrambe le versioni 3L e 4L del pacchetto TO247. La Figura 3b mostra gli stessi dati, confrontando l'efficienza con la gamba lenta del TPPFC sostituita con un diodo raddrizzatore Si invece di un FET SiC.
Figura 3: Semiconduttore efficienza utilizzando vari FET SiC in un PFC Totem-Pole circuito a 65kHz tenendo conto solo delle perdite nel dispositivo di alimentazione. Il grafico a sinistra utilizza i FET SiC sia per la gamba a commutazione rapida che per quella a commutazione lenta, mentre il grafico a destra confronta la differenza utilizzando i FET SiC sulla gamba veloce (1x UF3C065030K3S), con i diodi raddrizzatori Si sulla gamba lenta. L'opzione diodo Si riduce l'efficienza di circa lo 0.2%. Il termine 1Ph 2P indica 1 Fase con 2 parti in parallelo. I dispositivi UF3C sono dispositivi G3, inclusi qui per mostrare le prestazioni relative ai dispositivi UJ4C G4
Tabella 3: Perdite dei semiconduttori in un circuito LLC da 3600 W che utilizza FET SiC G4 a varie frequenze. Sono possibili efficienze molto elevate, con ciascun dispositivo che contribuisce a perdite <6.27 W anche a 500 kHz
conveniente, risparmiando due transistor e gate drive, ma un calo di efficienza dello 0.2% si verifica sulla linea alta. Mentre un FET da 60mohm è sufficiente per applicazioni da 1.5 kW, un'unità da 18mohm o due da 60 m in parallelo sono le migliori per 3 a 3.6 kW. L'opzione dispositivo singolo da 18mohm richiede una potenza di pilotaggio del gate inferiore e consuma meno spazio.
La tabella 3 è una stima simile di Semiconduttore perdite utilizzando i FET SiC da 60 me 18 m, 750 V in un'applicazione LLC da 3600 W. Le perdite di conduzione, gate drive e diodi vengono aggiunte per stimare la perdita netta per dispositivo al massimo carico. Utilizzando 2 FET SiC da 60 m in parallelo o un singolo FET SiC da 18 m, le perdite possono essere mantenute sotto i 6.3 W per FET anche a 500 kHz, consentendo un'efficienza molto elevata con una necessità minima di dissipazione del calore. Mentre le perdite sono dominate dalle perdite di conduzione, vengono mostrati anche i contributi relativi delle perdite di spegnimento, pilotaggio del gate e conduzione del diodo, che sono considerati molto bassi utilizzando le caratteristiche del FET SiC G4.
L'uso dei FET UnitedSiC fornisce un percorso semplice per una maggiore efficienza in queste applicazioni a commutazione morbida senza molta necessità di cambiare l'azionamento del gate. In questo caso, quando si perde l'operazione ZVS, la capacità del dispositivo di passare all'hard disk senza uno scarso ripristino dei diodi garantisce che non si verifichino guasti. Il margine di tensione aggiuntivo aiuta anche a prolungare la durata del campo quando necessario.
Sommario
In questo articolo, abbiamo esaminato i parametri dei nuovi FET SiC G4 UJ4C da 750 V di UnitedSiC rispetto ai MOSFET SiC e ai FET a supergiunzione della classe 600/650 V. Abbiamo quindi approfondito le caratteristiche di commutazione dei dispositivi nei contenitori TO247-4L e TO247-3L e dimostrato i vantaggi dell'utilizzo del pacchetto TO247-4L e, per correnti >25 A, il valore degli snubber RC per gestire le forme d'onda di commutazione riducendo al minimo le perdite. Abbiamo utilizzato i parametri noti del dispositivo per estrarre le perdite sia in un PFC Totem-Pole che in un esempio LLC, mostrando come questi dispositivi possano consentire un percorso verso l'efficienza di 80Plus Titanium con una semplice implementazione del gate drive. I vantaggi nelle applicazioni hard e soft-switched, insieme al gate drive più semplice e al margine extra di 100 V, rendono questo nuovo ingresso convincente nell'universo in rapida espansione dei transistor SiC destinati alla gamma di applicazioni 600-750 V nei caricabatterie EV, EV Convertitori DC-DC, Datacenter, Energia per telecomunicazioni, Energie rinnovabili e Stoccaggio di energia. Numerose informazioni aggiuntive possono essere trovate sul sito web UnitedSiC.